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芯片应用手册
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TEA1716T中文调试资料

 

NXP AN11179_TEA1716 LLC+PFC 应用手册中文版翻译_文天祥

*译者说明*

          出于对电源技术的热爱,此资料仅出于兴趣爱好所译,勿作为商业用途. 本人文天祥不代表NXP公司任何利益关系, 也不对译文内容准确性/译文技术内容负责,一切以NXP官方网站发布的资料为准.译者尽量保证译文的可读性与流畅性.如对译文有异议或建议,请邮件联系: 274303910@qq.com. 本人承接电源/电子类英文资料翻译

                                                                       

 Eric Wen (文天祥)

深圳万正芯源有限公司

目录

TEA1716T计算表格

供商  QQ 1438087953 手机 汤小姐 13590327120

邮件:coco@allgpc.com

*译者说明*. 1

0 文件信息... 12

关键词... 12

摘要... 12

1 介绍... 13

1.1 相关文档... 14

1.2 相关产品... 14

2 TEA1716 特色及相关功能... 15

2.1 谐振变换... 15

2.2 功率因数校正变换... 15

2.3 TEA1716(PFC+谐振变换控制) 16

2.4 特点与优势... 16

2.4.1 一般特点... 16

2.4.2 PFC控制器特点... 17

2.4.3 半桥控制器特点... 17

2.4.4 保护特性... 17

2.5 保护... 17

2.6 典型应用... 18

3 引脚定义... 19

4 应用电路图/示意图... 25

5 系统内部原理方框图... 26

6 IC供电/电源部分(供电电路功能) 29

6.1 IC供电/电源电路概览... 29

6.1.1 TEA1716的供电/内部电源... 29

6.1.2 供电监测与保护... 30

6.1.3 低压IC供电(SUPIC PIN) 30

6.1.4 SUPIC启动... 30

6.1.4.1 SUPHV>=25V (Vmax) 30

6.1.4.2 SUPHV不接或不使用... 30

6.1.5 SUPIC停止/欠压/短路保护... 30

6.1.6 SUPIC电流消耗... 31

6.2 利用半桥变压器辅助绕组给SUPIC供电... 31

6.2.1 利用SUPHV启动... 31

6.2.2 SUPIC启动原理方框图... 32

6.2.3 半桥变压器辅助绕组... 33

6.2.3.1 辅助绕组至SUPICSNSOUT引脚... 34

6.2.3.2 输出电流变化导致辅助绕组电压供电波动... 35

6.2.3.3 辅助绕组位置(原边元件)对电压的波动影响... 35

6.3 利用外部电源给SUPIC供电... 36

6.3.1 启动... 36

6.3.2 停止... 36

6.4 SUPRGE 引脚... 37

6.4.1 SUPREG调节器内部原理图... 38

6.4.2 启动时候SUPREG状态... 39

6.4.3 通过SUPREG引脚为给外驱动供电... 39

6.4.4 通过SUPHS引脚为外部驱动供电... 40

6.4.4.1 SUPHS引脚初始充电状态... 40

6.4.4.2 SUPHS引脚上的电流负载大小... 40

6.4.4.3   SUPHS引脚的电压较低的时候... 41

6.4.4.4 SUPHS及半桥电压限制因素... 42

6.4.5 MOSFET驱动所需要的能耗(SUPIC引脚处上的消耗) 42

6.4.6 SUPREG为其他电路供电... 43

6.4.6.1 SUPREG提供供给外部电路的电流大小... 44

6.4.6.1 通过测量估计电流大小... 44

6.5 SUPIC,SUPREG,SUPHS引脚处电容值的选择... 44

6.5.1  SUPIC引脚... 45

6.5.1.1 概述... 45

6.5.1.2 启动阶段... 45

6.5.1.3 正常工作... 45

6.5.1.4 突发工作模式... 45

6.5.2  SUPREG引脚... 46

6.5.3  SUPHS引脚... 46

7 MOSFET驱动, GATEPFC,GATELS,GATEHS引脚... 47

7.1 PFC MOSFET管驱动引脚GATEPFC. 47

7.2 半桥MOSFET驱动引脚 GATELSGATEHS. 47

7.3 供电电压及能量消耗... 48

7.4 关于MOSFET驱动的一些基本知识... 48

7.4.1 开关管开通... 48

7.4.2 开关管关断... 48

7.5 一些相关的基本规格/额定值... 50

7.6 PFCHBC之间的交叉干扰... 51

8 PFC控制电路部分... 52

8.1 PFC输出电压及功率控制... 52

8.2 PFC预调节... 53

8.2.1 Vboost电压感应... 53

8.2.2 SNSBOOST引脚开路及短路保护... 54

8.2.3 PFC电压控制环路中PFCCOMP引脚作用... 54

8.2.4 PFC电压控制控制环路-输入电压的补偿... 56

8.3 PFC/去磁及谷底检测... 57

8.3.1 PFC辅助绕组感应电路... 58

8.3.2 PFC工作频率的限制... 59

8.4 PFC过电流调节/过电流保护(OCR/OCP) 59

8.4.1  PFC软启动及软关断... 60

8.4.1.1 软启动... 61

8.4.1.2  软关断... 61

8.4.2  SNSCURPFC引脚开/短路保护... 62

8.5 PFC总线电压(BOOST电压)过电压保护(OVP) 62

8.6 PFC输入电压欠压保护(UVP,掉电保护) 62

8.6.1 欠压保护或是掉电保护阈值... 63

8.6.2 由于共模电压产生的测量误差... 64

8.6.3 输入侧电容放电... 66

8.6.4 SNSMAINS引脚开路/短路检测... 67

9 半桥变换控制部分... 68

9.1 半桥控制欠压保护(感应Boost电压) 68

9.2 半桥控制器开关控制... 68

9.3 半桥控制器自适应防直通功能(自适应的非重叠时间/死区时间) 68

9.3.1 感性工作模式(正常操作模式) 68

9.3.2 容性工作模式... 70

9.3.3 容性工作模式调节(CMR) 71

9.4 半桥控制振荡器... 73

9.4.1 预调节频率范围... 73

9.4.2 频率操作控制... 75

9.4.3 CFMIN谐振器频率范围... 76

9.4.3.1 频率的基本计算... 78

9.4.3.2 计算SNSFB调节下的最大频率... 78

9.4.4 高频保护模式(HFP) 79

9.5 半桥控制反馈(SNSFB) 79

9.5.1 SNSFB上拉电阻及低功耗特点... 80

9.5.2 启动电压源... 81

9.5.3 半桥变换器开环保护(OLP) 81

9.6 SSHBC/EN引脚软启动及使能... 82

9.6.1 通过外部控制来实现半桥开关控制... 83

9.6.1.1 利用SSHBC/EN引脚来实现开关... 84

9.6.1.2 保持及继续... 84

9.6.2 半桥变换器的软启动... 84

9.6.2.1 启动时的电压... 85

9.6.2.2 SSHBC/EN引脚充放电... 86

9.6.2.3 SNSFBSSHBC/EN引脚用来: 软启动复位,工作频率控制... 87

9.6.2.4 软启动复位... 87

9.7 半桥变换器过电流保护及过电流调节... 88

9.7.1 半桥过电流调节... 89

9.7.1.1 启动过程... 89

9.7.2 半桥过电流保护... 90

9.7.3 SNSCURHBC BOOST电压补偿... 90

9.7.4 电流检测电路... 91

9.7.5 半桥输出电流大小与SNSCURHBC引脚电压之间的基本关系... 92

9.7.6 SNSCURHBC处的PCB Layout注意... 93

10 突发操作/突发工作模式... 94

10.1 突发工作模式原理... 94

10.2 半桥突发工作模式的好处... 95

10.3 半桥及PFC同时工作于突发模式的好处... 97

10.4 通过SNSBURST引脚来控制突发模式... 100

10.5 在启动阶段禁用突发模式... 102

10.6 突发模式阈值及滞环水平选择... 102

10.6.1 SNSBURST电路设计... 103

10.6.2 突发模式阈值... 104

10.6.3 突发工作模式阈值及Vboost电压的波动... 104

10.6.4 预设滞环值的大小... 105

10.7 输出功率与工作频率之间的特性关系... 106

10.8 PFC与半桥同时进入突发工作模式... 107

10.8.1 突发工作模式与工常工作的交替... 108

10.9 突发工作模式设计指导... 108

10.10 突发模式下降低SUPHS处的电压... 109

10.11 突发工作模式下的可听噪声... 109

10.11.1 谐振变压器结构设计措施... 109

10.11.2 突发工作模式时产生的功耗与噪声大小有关联... 110

10.12 开启/禁用突发工作模式的开关... 110

10.13 不使用突发工作模式... 111

11 在突发模式下碰到的实际问题... 113

11.1 在常规工作模式下观察LLC变换器的工作状态... 113

11.2 确定进入突发工作模式的功率大小... 114

11.3 计算SNSBURST电路参数以及选择SNSFB对应的电压... 115

11.4 检查突发模式工作状态... 118

11.5 反馈电路调节... 119

11.6 启动状态时的输出电压... 120

11.6.1 误差放大器电路导致(带来)的输出电压波动... 120

11.6.2 通过SNSOUT引脚在启动时屏蔽突发工作模式... 122

11.6.3 启动时间小于半个工频周期... 124

11.7 负载跳变性能... 124

11.8 优化突发工作模式反馈性能... 125

11.9 为达到空载时最佳性能从而减短突发工作时间... 126

11.9.1 通过外部开关获得较短突发时长/... 127

11.10 突发工作模式应该过程系统中误差的影响... 129

11.10.1 功率传输曲线... 129

11.10.1.1 平滑曲线 (A) 129

11.10.1.2 渐近曲线(C) 130

11.10.1.3 改变传输曲线的特性... 130

11.10.1.4 二次侧同步整流(SR) 130

11.11 外部使能/禁用突发模式电路... 130

11.11.1 选择突发模式时的输出功率大小... 131

12 保护功能... 134

12.1 保护功能概览... 134

12.2 IC保护功能... 135

12.2.1 过温保护 (OTP) 135

12.3 SNSOUT保护... 135

12.3.1 输出过压保护(OVP) 135

12.3.1.1 辅助绕组... 136

12.3.1.2 保护机理... 136

12.3.1.3 连接外部检测电路... 136

12.3.1.4 锁死保护... 136

12.3.2  启动失效保护FSP. 137

12.3.2.1 保护机理... 137

12.3.3 OVPFSP的组合... 137

12.3.3.1 线路配置... 137

12.3.3.2 OVP使用但FSP禁用... 137

12.3.3.3  FSP使用但OVP禁用... 138

12.3.3.4  OVPFSP 功能均禁用 (datasheet有误,写成OVP and UVP) 139

12.4  保护计时器(定时器) 140

12.4.1 RCPROT功能框图... 140

12.4.2 作为保护计时器使用... 141

12.4.3 RCPROT作为重启计时器使用... 142

12.4.4 计时器功能时间计算... 142

13 其他建议及设计技巧... 144

13.1 PCB layout 144

13.1.1 总则... 144

13.1.2 关于地... 144

13.1.3 电流回路... 144

13.1.4 接地连接示例... 145

13.1.5 其他... 145

13.1.5.1 连接SNSCURHBC(PIN17) 145

13.1.5.2 CFMIN(PIN19) 145

13.2 入门/调试实际电路... 146

13.2.1 只有半桥电路工作... 147

13.2.2 仅让PFC工作... 151

13.2.2.1 不接输入电压进行IC功能检测... 152

13.2.2.2 有输入电压时IC的工作状态检查... 153

13.2.2.3 半桥与PFC一起工作... 153

14 应用实例... 154

14.1 IC评估测试系统建立实例... 154

14.2 90W笔记本适配器实例... 156

15 缩写... 158

16 法律及免责声明... 159

17 图表索引... 159

18 目录内容... 159

19参考资料... 159

20 译者后记... 159

 

供商  QQ 1438087953 手机 汤小姐 13590327120

 

 

0 文件信息

关键词

TEA1716, 功率因数校正器(PFC), 突发工作模式,谐振,功率变换

摘要

TEA1716在一个多芯IC上集成了功率因数校正控制器和半桥谐振变换控制器 (HBC).它能够提供三个功率MOSFET的驱动, 一个用于升压变换器,另二个用于谐振半桥变换器.

TEA1716提供全集成的突发操作模式, 用来减少PFCHBC变换器在轻载下的系统损耗.在突发工作模式下, IC的自身的功率消耗同样也实现了最小化,并可以进一步减少进入待机状态.

TEA1716这种集成PFC和半桥的控制方式可以在比较宽的输入电压范围内十分灵活地应用.这种集成让TEA1716成为在高功率适配器拓扑应用中最为理想的控制IC.

TEA1716允许工程师可以通过最少的外部元件来设计高效且可靠的电源.

原资料修订历史:

版本 V.1 20130109 首次发布

翻译版本历史:

版本 V1.0 2014/06  文天祥进行首次翻译

 

 

 

 

 

 

1 介绍

本应用笔记分析了TEA1716的一些基本功能,另外TEA1716的一些扩展功能在此应用笔记中也进行了讨论.

在此笔记中,每一章节/图解均为相对独立,或是交叉参考了本笔记/规格书中的其他章节.所以本笔记与IC规格书略显重复,但在绝大部分情况下,一些典型值有助于提高笔记的可读性.

1

章节1                  介绍

章节2                  TEA1716的特色功能

章节3                  IC各引脚功能简述

章节4                  典型应用电路图

章节5                  内部方框原理图

章节6                  系统供电功能,此章节与章节7/章节10描述了TEA1716的主要功能.主要从典型应用角度出发分析了此功能.

章节7                  MOSFET的驱动(包括PFC MOSEFT,半桥MOFET),参见章节6.1:系统供电描述

章节8                  PFC功能, 参见章节6.1:系统供电描述

章节9                  半桥控制器功能, 参见章节6.1:系统供电描述

章节10                突发工作模式 , 参见章节6.1:系统供电描述

章节11                突发工作模式的实际应用方法,分析了在实际电路中如何优化突发工作模式

章节12                保护功能分析,从系统应用角度出发,详细分析了TEA1716的各种保护功能

章节13                推荐/参考/建议: 关于PCB设计及调试的一些话题,推荐了系统设计及调试的基本流程

章节14                典型应用例子

1.1 相关文档

另外的一些信息与设计工具:

i)       TEA1716T规格书: PFC的谐振变换控制IC

ii)      使用手册: TEA1716谐振变换控制IC评估板(UM10557)

iii)     计算表格

iv)     在线设计工具

1.2 相关产品

NXP有类似于TEA1716的其他产品:

1.      TEA1713: 可以用于在对待机功耗要求不严, 对突发工作模式要求不高的场合, 此时,TEA1713提供了更多的设计便利.

2.      SSL4120:最适合用于这样场合:对输入电压畸变(THD)要求严格或功率因数要求较高的情况,如照明应用.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

2 TEA1716 特色及相关功能

2.1 谐振变换

当今市场对电源的要求越来越高,高质量,高可靠性,轻便小型化,高效率.

当工作频率越高的时候,系统用的变压器/滤波电感/电容也会越小越轻.另一方面,频率越高,变压器电感开关损耗及绕组损耗也越来越大并成为主要因素.这个也降低了系统效率并限制变压器的最小体积.

输出滤波器的转折频率决定了系统环路的宽带,如果选择一个较好的转折频率,我们可以得到较高的操作频率并达到快速的动态响应.

脉宽调节功率变换器,如反激,升压,降压变换器目前广泛地用于中低功率应用场合.PWM调节的一个缺点是:PWM调节器方波电压以及电流波形存在交叠损耗 ,这也限制了系统工作频率.同样的,方波也会产生宽带电磁能量(方波的频谱很宽 )并导致电磁兼容问题(EMI).

谐振DC-DC变换器能够产生正弦波形可以减少开关损耗,这样可以实现较高工作频率.

近来从环境友好角度来看,对轻载时的效率提出了更高的要求.谐振变换器的突发工作模式能够实现这个要求.

当如下要求需要实现时,可以选择谐振变换器:

·        大功率

·        高效率

·        较好的EMI性能

·        小体积

2.2 功率因数校正变换

绝大部分开关模式电源会导致呈现非线性阻抗(相对于电网输入而言的负载特性).只有在输入电压峰值时电流才从电网汲取能量存在大电容里.能量再从电容送到负载.政府法规针对特定应用下的负载特性制定了相关要求:

二个主要的要求是:

·        输入波谐波要求EN61000-3-2

·        功率因数(有功功率/视在功率)

这些要求迫使负载对输入电压而言呈现为阻性负载.电源输入线路必须满足这些要求.无源(通常是串一个电感)或是有源(通常用升压电路)可以用来实现这样的负载特性.

另一个要求是增加输入线路(以满足PF及谐波要求)的同时也需要达高效率率及低成本.

BOOST变换器能满足以上要求同时由于输出电压固定(这样可以结合谐振变换器一起工作).输入电压固定能够让谐振变换器的设计变得更为容易(谐振变换器不适合于宽范围输入电压的应用 )同时也效率更高.

2.3 TEA1716(PFC+谐振变换控制)

TEA1716集成了二个控制器, 一个是PFC控制器,一个是半桥谐振变换器(HBC).控制器提供了3MOSFET的驱动(一个是升压变换器的PFC MOFSET驱动,另一个是半桥谐振变换器的上下管MOSFET).

谐振变换器是一个零电压开关的高压LLC谐振控制器.

谐振变换器包括一个高压电平转换电路及各种保护功能如:过电流保护,开环保护,容性模式保护以及一个通用的输入钳位锁死保护.

TEA1716同样提供PFC校正功能,可以利用下面的一些功能实现PFC级的有效工作:

·        大功率场合下的准谐振工作

·        低功率情况下准谐振工作同时谷底避开

另外,在所有情况下,IC提供了过电流保护,过电压保护,去碰检测感应确定系统安全工作.

特有的高压BCD工艺允许系统可以直接从输入总线电压上启动,这样可以实现较高的效率.另一个内部的低压硅晶绝缘体衬底可以实现精准,快速的保护及控制.

TEA1716能够更灵活地控制PFC及谐振变换拓扑,可以实现宽范围的输入电压工作,70VAC-276VAC.这种集成的IC控制让TEA1716特别适合紧凑型/高集成度/多功能的电源设计.

2.4 特点与优势

2.4.1 一般特点

·        集成PFCHBC控制器

·        全电压输入70V-276VAC

·        低成本及少量外部元件可以实现高集成的设计

·        输入使能功能(可以仅开启PFC或是开启PFC+HBC)

·        片上高压启动源

·        待机操作或是外部直流供电

·        突发模式下极低的IC损耗

2.4.2 PFC控制器特点

·        临界工作模式-固定开通时间Ton控制方式

·        谷底/零电压开关(降低开关损耗)

·        限制工作频率以来达到降低开关损耗

·        精确boost电压调节功能

·        突发模式以实现软启动/停止开关

2.4.3 半桥控制器特点

·        集成高压电平转换

·        最低最高频率调节

·        半桥开关最高工作频率为500KHZ

·        自适应非重叠时间(防直通交叉时间/死区时间)

·        突发模式开关

2.4.4 保护特性

·        故障状态下安全重启模式

·        输出过压/过温锁死保护

·        重启及计时保护计时器

·        过温保护(OTP)

·        二个控制器均可以软启动或软重启

·        输入电压(掉电保护)/BOOST电压/IC供电欠压保护

·        二个控制器的过电流调节及过电流保护

·        BOOST电压精准过电压保护

·        半桥控制器容性模式保护

2.5 保护

TEA1716能够提供多重保护如:检测过功率或是半桥开关损坏并提供响应保护.系统通过调节工作频率来处理故障或保护IC安全工作直到系统停止或重启(计时器功能).

2.6 典型应用

·        大功率适配器

·        小功率适配器

·        纤薄型笔记本适配器

·        电脑电源

·        LCD电视电源

·        等离子电视电源

·        办公仪器/设备电源

·        服务器电源

·        专业照明领域

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

3 引脚定义

2: TEA1716引脚介绍

Pin1:  COMPPFC   PFC补偿引脚

PFC环路频率补偿, 外接滤波电容典型值: 150nF (33K+470nF)

Pin2SNSMAINS     输入电压感应(侦测)引脚

输入电压感应脚,通过外接电阻分压网络来确定此电压, 但此引脚有如下四个功能:

·        输入电压使能电压: Vstart=1.15V

·        输入电压停止工作电压: Vstop=0.9V

·        PFC环路增益带宽积进行输入电压补偿

·        快速锁定重新启动电压: Vrst=0.75V

输入电压使能/停止电压,可以用来开启或关掉PFC部分.而通过控制SNSBOOST引脚同样可以实现开启或关断半桥谐振控制器.

SNSMAINS引脚上的电压是反应AC输入电压的,因此必须是一个直流(平均), 不要用此引脚来感应输入电压的相位(或是正弦波形).

PIN内部接有一个33nA的恒流源,用来检测此引脚是否悬空.

Pin3SNSAUXPFC  PFC 辅助电压感应引脚

PIN感应PFC辅助绕组电压作为PFC电感消磁时间及谷底检测以控制PFC开关.50uS的时间输出内其值为 -100mV.

可以在辅助绕组与此引脚之间, 通过连接一个外部阻抗来防止雷击浪涌损坏. 推荐值: 5.1K电阻

PIN内部接有一个33nA的恒流源,用来检测此引脚是否悬空.

Pin4 SNSCURPFC   PFC电流检测输入引脚

此引脚的输入信号用来限制PFC电感的最大峰值电流, SNSCURPFC采用的是逐周期保护模式.当此电压达到0.5V PFC MOFSET即被关断.

IC内部有一个60uA恒流源连接于此引脚, 此恒流源作用是提供PFC软启动及软关断功能以避免在突发模式(Burst Mode)下避免听到可见噪声.

此引脚也可以用来使能PFC功能,只有当内部恒流源 (60uA)工作并向软启动电容充电到0.5V,PFC才开始工作.最小启动PFC的软启动电阻需要12KOHM以确定能正常启动PFC.SNSCURPFC引脚处的电容值(与并联的电阻一起)用来决定软启动或软关断的时间.

Pin5SNSOUT  谐振变换器输出电压感应输入引脚

此引脚用来直接感应谐振变换器的输出电压, 通常此引脚接在半桥控制器的变换器的辅助绕组上, 此引脚有二个功能并与内部比较器相关联.

·        输出过压保护: SNSOUT>3.5V,锁死保护

·        输出启动失效保护: 此时SNSOUT<2.5V并带保护计时器. 此保护仅在启动时有效. 在此之前他会关掉突发模式直到此PIN超过2.5V. (一次即可).

此引脚还有另一功能:当在突发模式下,PIN内部有一开关用来拉低SNSOUT 上的电压到0V. 这个开关信号可以用来描述突发模式时序并能用来同步外部电路的信号.

在系统启动之前,这个开关会短暂时间地工作用来对SNSOUT的电压初使复位到0V.

Pin6SUPIC   IC电压供电输入以及内部高压启动源输出

除开高压电路以外,IC内部所有的电路,都直接或是间接地(通过 SUPREG PIN)通过这个PIN供电:

与之相连的供电电容可以通过如下几种方式来充电:

·        内部高压启动源

·        半桥变压器辅助绕组供电或是通过开关半桥中点进行容性供电(电容电荷泵供电方式)

·        外部直流电源供电,如待机电路供电.

如果采用内部高压启动的话,此引脚达到20VIC开始工作,若是采用外部电源供电的话,此值为15V. 当此电压掉到13V以下时IC停止工作.同时电压在7V的时候关机复位功能启用.

Pin7 GATEPFC PFC MOSFET驱动输出引脚

Pin8 PGND, 功率地,半桥低端及PFC电路参考地

Pin9:SUPGER, 内部电压调节器输出

内部电压调节器输出: 11.3V

这个电压用来提供给IC其他部门电路工作:例如MOSFET驱动电压,它也可以用来提供电源给外部电路.

SUPGER引脚能提供一个大于40mA的驱动电流.

SUPGER只有当SUPIC引脚达到它的启动电压水平时才开始工作.

只有当SUPGER达到10.7V的时候,IC的所有功能才会正常.

UVP欠压保护: 当系统启动后, SUPGER掉到10V以下,IC停止工作.同时SUPIC的电流限制在5.4mA以备系统自动恢复.

Pin10 GATELS,半桥电路MOSFET低端门极驱动

Pin11 n.c 不用, 无需连接,用来做高压电气距离隔离

Pin 12 SUPHV,内部高压启动电源(恒流源)输入引脚

在具有待机电源的应用线路中,SUPHV连接在总线电压上面.内部的启动恒流源通过向连接在SUPICSUPRGE之间的电容进行充电,SUPHV电压超过25V,开始进入工作状态.

初始化时,充电电流很小,1.1mA. SUPIC电压超过系统短路保护电压 0.55V的时候, 充电电流增加到5.1mA. SUPIC上的电压达到20V,恒流充电电源被关断, 这即是一个初始化启动时序.在启动过程中,另一辅助绕组给SUPIC提供电源.如果此电源工作不正常(或是无法建立), SUPHV的内部恒流源会被激发使能,即进入重启状态(此时SUPIC的电压应该小于13V).

Pin13 GATEHS  半桥电路高端MOSFET门极驱动

Pin14 SUPHS ()端驱动电源, 通过连接在HBSUPHS二引脚间的自举电容实现.此驱动还包含一个外部的二极管(接在SUPREGSUPHS)之间.

Pin15HB

半桥高压侧MOSFET参考地.它是内部半桥斜率检测的输入,用来进行适应非重叠时间调节以及容性模式保护.HB是外接在半桥MOSFET管的中点.

Pin16n.c不用, 无需连接,用来做高压电气距离隔离

Pin17 SNSCURHBC  半桥控制器输入瞬时电流检测

如果此处电压(它反映着原边电流大小)太高,内部比较器会立即通过控制开关达到最高频率:Vsnscurhbc=+/-0.5V,比较器控制系统提升工作频率,Vsnscurhbc=+/-1.5V,系统进入保护.

SNSCURHBC额外的电流能够补偿由于半桥输入电压的波动而导致保护电平的波动.这个电流会因外接串联电压产生一个电压偏置,这个外部串联电阻(典型值1KOHM)加上电流检测电阻一起构成了整个外部串联电阻.

Pin18SGND, 信号地, IC参考地.

Pin19 CFMIN 振荡器输入引脚

外接电容的值决定了半桥控制器的开关频率.电容Ccfmin处产生的三角波(1-3V)来产生开关时间.固定的最小充放电电流(150uA)决定了系统的最小工作频率.在某些特定的条件下,充放电电流暂时性地被降到了30uA.固定的最大充放电电流(830uA)决定了系统最大工作频率.

半桥控制器中的内部功能限制了系统工作频率最高为670KHZ.

Pin20SNSBURST 突发工作模式下电压感应引脚

通过阻性分压网络连接到此引脚.

当此PIN电压掉到低于Vburst(SNSBURST)=3.5V的时候,半桥控制器及PFC暂停工作.

当此PIN电压增加并超过   Vburst(SNSBURST)+内部滞环比较电压之和时 (3.53V), 半桥及PFC 恢复正常.PFC电路恢复是通过软启动方式实现,而半桥控制器恢复不是.可以通过设定外部分压电阻网络来调节突发模式的转换电平值.

通过连接在SNSBURSTSNSFB引脚之间的电阻,并配合内部3u的开关恒流源一起产生一个外加滞环偏置(暂时有点不太理解), 通过设定电阻分压网络的阻值,我们可以得到SNSBURST引脚处的总的滞环范围.

Pin21SNSFB 半桥控制器输出调节反馈电压

通常此处接法是: 连接在SUPREG引脚的上拉电阻,并配合光耦接到地.这样的连接方式确保能够正确调整SNSFB上的电压.

此电压在4.1V-6.4V之间,并通过此PIN电压来控制最大及最小工作频率.SNSFB频率范围被设定为整个频率区间的60%.

内部7V的电压源连接到SNSFB引脚可以保证正常的启动需求,并且只在启动时候才有效,一旦启动成功,7V电压源即被关断.当如下之一的情况检测到时(datasheet未说明清楚):

·        Vsnsfb>8.25V

·        Vsnsout>2.5V

·        Vsshbc/en>8.4V

SNSFB电压超过8.25V,开环检测功能会触发保护计数器,当然,这个高于8.25V的电压只能通过外部上拉电阻来获得.

Pin22 SSHBC/EN

复合功能: 半桥控制器的软启动/保护频率控制, PFC或是PFC+半桥控制器的使能端,            通过外接软启动电容及使能下拉功能来实现

此引脚有三个功能:

·        V_SSHBC/EN> 1 V,开启PFC. V_SSHBC/EN> 2V,开启PFC及半桥控制器.

·        在软启动阶段(3.2-8V)进行频率扫描

·        在保护阶段时(8-3.2V)进行频率控制

内部共有7个恒流源来实现频率控制,不同的恒流源工作时意味着不同的工作模式:

1.      软启动或过电流保护(OCP)

对应的高低充电电流为160uA/40uA, 对应的高低放电电流为160uA/40uA

2.      容性模式调节时

对应的高低放电电流为1800uA/440uA

3.      常规模式

放电电流:5uA

Pin23 RCPROT 超时及重启计时器

通过外接电阻电容来决定计时时间.

保护计时器:

如下保护之一发生时,会启动计时器,产生一个100uA的恒流源充电电流:

·        过电流调节(发生在SNSCURHBC引脚)

·        高频保护

·        开环保护(SNSFB 引脚)

·        启动失效欠压保护(SNSOUT引脚),仅发生在启动时.

当此引脚电压达到4V,保护功能生效.当电容电压通过电阻放电到0.5V,重启开始.

重启计时器:

如果在SNDBOOST引脚上出现短路保护时,RCPROT处电容快速以2.2mA的电流充电.RCPROT电压达到4V,电容放电同时IC重启.

Pin24SNSBOOST BOOST总线电压感应引脚 (PFC输出电压感应)

通过外部电阻分压网络连接到此引脚.

此引脚有如下四个功能:

1)      V_scp(SNSBOOST)<0.4 V, 短路保护检测

2)      V_reg(SNSBOOST)=2.5 V, 调节PFC输出电压

3)      V_ovp(SNSBOOST)>2.63V, PFC OVP保护(逐周期保护)

4)      半桥控制器brownout掉电检测(待定)功率

1.      变换器使能电压: Vstart(SNSBOOST)=2.3V

2.    变换器停止工作电压: Vuvp(SNSBOOST)=1.6V

 

 

 

 

4 应用电路图/示意图

 

1 基本/典型应用电路图

 

 

 

 

 

 

 

 

5 系统内部原理方框图

2 TEA1716系统内部框图-1部分

2 TEA1716系统内部框图-2部分

 

 

 

 

 

 

 

 

6 IC供电/电源部分(供电电路功能)

6.1 IC供电/电源电路概览

4 内部电源/供电线路

6.1.1 TEA1716的供电/内部电源

TEA1716主要供电通过SUPIC引脚.

SUPHV可以通过向SUPIC外接的电容充电来启动供电线路.在这个过程中,电压源加在SUPIC上同时SUPHV高压恒源关掉.SUPHV高电源仅在下一次启动时再次开启.

IC内部调整器SUPREG要吧产生一个固定的11.3V的电压来用给外部MOSFET驱动供电.GATEPFC/GATELS/GATEHS.为了驱动高压侧MOSFET,需要一个自举功能线路来实现(可以利用一个自举二极管来给SUPHS供电).

SUPIC以及SUPREG同样用来供电给IC内部其他线路.

6.1.2 供电监测与保护

内部线路时间监测着系统供电电压以决定初始化某些功能,如启动/停止/保护等.

在一些应用中,Vsupic电压同样可以用来监测半桥输出电压(通过SNOUT引脚),如通过半桥变压辅助绕组上的电压来实现.

6.1.3 低压IC供电(SUPIC PIN)

SUPIC是芯片的主要供电源,所有IC内部线路直接或间接地通过此引脚供电,当然SUPHV电路除外.

6.1.4 SUPIC启动

将此引脚连接到外部储能电容上, 此电容可以通过如下同方式充电:

·        内部高压启动源

·        辅助电源,如半桥变压器的一个辅助绕组

·        外部的直流电源,:待机电源

只有当SUPICSUPREG引脚上的电压达到启动电阈值时,IC才能开始工作.SUPIC引脚的启动电平值取决于SUPHV引脚的状态.

6.1.4.1 SUPHV>=25V (Vmax)

在典型脱机应用情况下, Vsuhv>=25V是典型值. 此时高压电压启动电源向SUPIC电容充电.此种情况下,SUPIC启动阈值为20V.而关掉电压为13V. 这样可以让SUPIC电容放电并直到辅助电源接管系统供电.

6.1.4.2 SUPHV不接或不使用

TEA1716通过外部直接流电源供电的时候,SUPIC启动电平为15V.在启动过程和正常工作过程中,外部直流电源持续地提供电源给IC,这种应用尾部下不需要连接SUPHV引脚.

6.1.5 SUPIC停止/欠压/短路保护

SPUIC电压掉到13V以下时IC停止工作,SUPIC进入欠压保护.同时在这个过程中,PFC及半桥HBC停止工作之前,半桥继续工作直到低压侧MOSFET导通.

SUPIC有一个0.65V的低电平检测功能用来检测是否短路到地,这个电压同样控制了来自于SUPHV引脚的电流大小.

6.1.6 SUPIC电流消耗

SUPIC引脚电流的消耗取决于TEA1716的工作状态:

·        IC禁止工作状态:当IC通过SSHBC/EN引脚禁用时,消耗电流很小为250uA

·        Csupic充电,Csupreg充电,热保持,重启,关断状态

在保护触发后,系统进入重启或关断. CsupicCsupreg充电并IC启动之前,只有IC小部分线路工作.SUPIC在这些状态下消耗的电流为400uA.

·        Boost充电状态(PFC 工作状态)

PFC开关工作但半桥停止工作,此时高压启动电源足够提供电流给SUPIC,此时SUPHV能提供的最大的电流为5.1mA, SUPIC消耗的电流要小于此值.

·        正常工作时电流消耗

PFC及半桥都工作时,消耗的电流也大为增加.MOSFET驱动为主要的能量消耗(参见章节6.4.5).特别地,在半桥变换器软启动时候(此时频率很高)及正常工作模式时,更是如此(MOSFET驱动消耗大部分电流).在刚开始时,SUPIC电容储存的能量提供SUPIC电流,一小段时间过后,SUPIC处的电源提供正常操作时的所需要的电流.

·        突发工作/操作模式

在突发停止状态时,半桥器不会开关,内部一些电路关断以减少电流消耗.在下一个新的突发周期来之前,内部电路重新开启并持续50uS.在突发停止状态时,IC电流消耗为700uA.

6.2 利用半桥变压器辅助绕组给SUPIC供电

6.2.1 利用SUPHV启动

在脱机电源应用场合下,IC可以通过高压启动源来启动(如整流后的电压). SUPHV高压输入引脚可以连接在PFC输出电压上来实现这样的启动方式.

Csupic/Csupreg可以利用内部高压启动源来恒流充电,电流从SUPHV注入SUPIC引脚.当电压>25V,SUPHV工作.

Vsupic电压低于0.65V(短路保护电压值),SUPHV汲取的电流很小(1.1mA).此功能可以防止在SUPIC短路时高压电源的功率消耗.

在正常工作条件下,SUPIC电压很快超过保护电压水平同时高压启动电源电流切换到常规的5.1mA.SUPIC电压达到启动电压20V的时候,高压电源关断,此时从SUPHV消耗的电流极低为7uA.

SUPIC引脚电压达到启动电压20V,Csupreg也被充满电.SUPREG引脚电压达到11.3V的时候,PFC及半桥变换器即可以正常工作.

Csupic电容放电到欠压保护电平(13V)之前,半桥变压器辅助绕组供电必须建立起来代替SUPIC.

6.2.2 SUPIC启动原理方框图

5 通过利用SUPHV及辅助电源来启动SUPICSUPREG

6 利用SUPHV恒流源启动的典型启动时序

6.2.3 半桥变压器辅助绕组

半桥变压器的辅助绕组可以用来为SUPIC提供工作时的电压,由于SUPIC引脚有比较宽的工作电压(13-38V),所以这个工作电压参数不太严格.

但是:

·        为了降低损耗,SUPIC引脚电压必须尽量小

·        在突发工作模式下,由于供电电流消费小,突发模式的频率十分低(例如没有负载情况下),这种情况会导致半桥开关的不平衡并让辅助绕组上的电压急剧下降.为了避免这种情况发生,用中心抽头结构来代替单端整流辅助供电(5所示),这种中心抽头结构包括二个绕组和二个二极管.

·        辅助绕组电压必须准确反应出输出电压Vo的大小,并用来给SUPIC供电同时半桥输出电压检测(通过SNSOUT引脚).在变压器绕制上,让辅助绕组靠近变压器输出侧绕组以保证良好耦合.

·        当变压器需要与输入侧隔离时,它也会影响辅助绕组结构.当辅助绕组放在变压器二次侧的时候,需要使用三层绝缘线以确保绝缘耐压要求.

7 变压器辅助绕组位于初级侧(左边,不推荐)和次级侧(右边)

6.2.3.1 辅助绕组至SUPICSNSOUT引脚

SNSOUT输入电压提供了一系列的复合功能:

·        VSNSOUT>3.5V,过电压保护,锁死保护

·        VSNSOUT<2.5V,启动失效保护,仅在启动时有效.在启动阶段,它会禁用突发工作模式直到2.5V超过一次.

·        在突发工作模式下,内部开关将SNSOUT电压拉到0V.(在这个阶段不会产生工关动作:突发停止工作状态):开关信号可以用来显示突发模式时序以及用来同步外部电路功能.

:参见12.3节查看更多关于SNSOUT引脚功能信息.

实际应用中,经常利用辅助绕组电路来将SUPIC供电及SNSOUT引脚电压检测合在一起.

一种独立的结构用来给SUPICSNSOUT也是可能的(不复合在一起).SUPIC是通过外部独立待机电源供电的时候,这个辅助绕组就只用来检测输出电压了.

也可以利用SNSOUT引脚功能作为通用的保护引脚而不是只作为输出电压感应(12.3.1.3).

SUPICSNSOUT复合使用的时(通过变压器辅助绕组),只有当严重故障处理后,SNSOUT的检测电压才能够良好地反应输出电压.

利用变压器输出绕组与辅助绕组良好耦合,可以得到一个相对稳定的供电电压给SUPIC.可以设计一个比较低的SUPIC电压值以便在最低负载时仍能正常工作.

6.2.3.2 输出电流变化导致辅助绕组电压供电波动

半桥输出能够导致辅助绕组电压的波动.在最大负载时,能够补偿半桥输出电压上的元件串联压降(如线阻及整流二极管).这样会导致:越大的输出电流,绕组上的电压也越高,这是因为输出电流越大会导致这些串联元件上的压降也越大.

6.2.3.3 辅助绕组位置(原边元件)对电压的波动影响

如果不经过优化辅助绕组的位置, VSNSOUT以及/VSUPIC可能包含一些不期望的初级电压分量 ,这个分量可以严重危机SNSOUT感应检测功能的灵活性.

这辅助绕组与原边绕组的耦合必须越小越好,以避免原边电压分量影响辅助绕组电压.需要将辅助绕组在变压器结构上远离原边绕组并置于二次侧绕组上.8可以看到不同的辅助绕阻位置的不同波形.

8 一个良好耦合的实例

6.3 利用外部电源给SUPIC供电

6.3.1 启动

TEA1716采用外部直流供电时,SUPHV可以不接, 此时SUPIC启动电压阈值为15V.

SUPIC电压超过15V,内部调节器开始激活并向CSUPREG充电.

SUPREG>=10.7V,GATELS开关导通同时通过自举线路向自举电容CSUPHS充电.同时,内部PFC功能也触发了.当所有使能条件都满足时,TEA1716开始启动PFC功能.Vboost电压达到额定值的90%的水平时(此时SNSBOOST>=2.3V),半桥变换器开始启动.

6.3.2 停止

可以通过关掉SUPIC外部电源来停止TEA1716的工作.SUPIC电压低于13V, IC 停止工作.

如果IC在关断状态(由于保护)同时CSUPIC掉到7V以下时,内部逻辑进行复位.

 

6.4 SUPRGE 引脚

SUPIN有很宽的工作电压范围,这让应用更加方便.但是,由于它的电压太高,甚至超过了许多外加MOSFET允许的门极驱动电压,所以它不能用来直接进行内部驱动MOSFET.

TEA1716包含有一个集成串联稳定器(叫串联稳压器更好)用来避免这个问题同时有额外的好处.串联稳定器可以产生一个精确可调的电压(此电压加丰SUPREG引脚上的供电电容上).

这个稳定的SUPREG电压可以用来:

·        内部PFC驱动的供电

·        半桥低压侧的驱动供电

·        通过外部元件一起对高压侧驱动进行供电

·        可选外部电路的参考电压

·        可选外部电路的供电

当电容Csupic被充电后, SUPREG启动,这个稳压调节器开始工作.正是通过这种方式, SUPREG引脚上的其他外部电路不需要消耗在SUPIC上的启动电流(CSUPIC在充电时).SUPIC引脚上的电容在SUPREG引脚充电及启动IC时作为储能电容.

IC开始工作前,SUPREG电压必须达到Vstart(supreg)CSUPIC的启动电平,确保外部MOFETs有得到足够的门极驱动能量.

SUPREG引脚有欠压保护功能(UVP),VSUPREG跌落到10V以下时,会发生二个动作:

·        IC停止工作,因为此时门极驱动电压过低,这样可以防止不可靠的开关状态产生.PFC控制器立即停止工作,但是半桥继续工作直到低压侧故障触发.

·        从内站SUPREG串联稳压器得到的电流减少到5.4mA. 如果采用外部DC直流电源给SUPIC供电, SUPREG引脚发生过载时,这个动作可以减少串联稳压器上的功率耗散.

必要认识到SUPREG引脚只能作为’(供出电流).

半桥MOSFET下端/低端驱动GATELS以及PFC驱动都是通过SUPREG引脚供电,并从它汲取电流,在不同的工作状态下不同的值. 由于负载及温度的温度,这些值也会有所改变.

9 典型的SUPRGE电压与负载电流的函数关系

10 典型的SUPREG电压与温度的函数关系

6.4.1 SUPREG调节器内部原理图

11 内部SUPREG调节器原理框图

6.4.2 启动时候SUPREG状态

SUPREG通过SUPIC引脚供电,SUPIC电压是未经调整的外部电源,这个外部电源也是内部串联电压调节器的输入.

在启动阶段时, SUPREG没触发/激活前,SUPIC必须达到一个指定的电压值:

·        如果利用内部高压电源供电,只有当SUPIC电压>=20V,SUPREG才能激活.

·        如果利用外部低压电源供电, 只有当SUPIC电压>=15V,SUPREG才能激活.

6.4.3 通过SUPREG引脚为给外驱动供电

TEA1716有很强的输出驱动能力提供给半桥MOSFET GATELS以及PFC MOFSET. SUPREG提供一个固定的电压给内部驱动.


12 简化的MOSFET驱动模型

12显示了电流从SUPREG流出给外部MOSFET充电的过程.

SUPREG流出的电流形状在开关导通时受如下的影响:

·       内部驱动的电压水平(11.3V)

·       内部驱动的特性

·       门极充电结电容

·       MOSFET导通的门槛阈值电压

·       连接驱动门极的外部电路

:  GATEPFC以及GATELS的开关状态在时间上是独立的/不干扰的.同时,GATEHS也通过自举电容CSUPHS同步充电,只是由于自举线路的存在,GATEHS的波形与GATELS略有不同.

6.4.4 通过SUPHS引脚为外部驱动供电

外部自举电容用来提供高端MOSFET驱动.这个电容连接在高压参考引脚(HB)及高压侧驱动引脚(SUPHS)之间.HB电压为压的时候,SUPREG可以通过外部二极管向此电容充电.选择合适外部二极管可以让SUPREGESUPHS引脚之间的压差最小.这个压差在MOSFET高频工作时(需要较大门极充电电荷)时尤为重要 .

除了利用SUPREG引脚外为SUPHS的电源充电外,也可以用另一种供电方式.在这种配置情况下,必须认真检查系统开启及关断的时序并且防止SUPHS电压超过14V(相对于HB电压而言).

:在每个周期内,SUPREGE引脚向CSUPHS充电的电流与 GATEPFCGATELS汲取的电流是不同的(包括时间及波形状态).

6.4.4.1 SUPHS引脚初始充电状态

在启动阶段,自举功能将GATELS置为高平用来开启低压侧的开关同时向CSUPHS充电. 当电容CSUPHS充电时,GATELS引脚打开MOSFET管用于充电.PFC功能开始工作.从开始充电到半桥变换器开始工作这段时间通常足够让CSUPHS电容完全充满.VSNSBOOST电压达到2.3V时半桥变换器开始工作(此时意味着达到了90%VBOOST电压).

6.4.4.2 SUPHS引脚上的电流负载大小

SUPHS引脚汲取的电流包括二个部分:

·        内部MOSFET驱动GATEHS

·        内部电流用来控制GATEHS引脚(37uA, 静态电流)

13显示了在开关管导通时, GATEHS抽取电流的状态,这个电流波形与以下因素有关:

·        内部驱动器的供电电压能力

·        内部驱动器的特性

·        门极充电结电容

·        MOSFET门极驱动门槛阈值电压

·        连接到驱动门极的外部电路

注意: SUPHS引脚上的电压是能够变化的.

13 SUPHS典型应用

6.4.4.3 SUPHS引脚的电压较低的时候

在正常工作时,每次半桥中点时电压切换到地电位,自举电容/电路向CSUPHS充电.半桥中点的与SUPHS的电压通常是低于SUPREG引脚的电压(或其他自举输入电压),这样因为还有一个自举二极管的电压降.

这个二极管压差直接决定了需要向CSUPHS电容充电电流大小.当然这个电容上的电压(位于SUPHBHB之间的电压)也取决于充电的时间.

当外接的MOSFET具有大的门极结电容而且开关频率较高的时候,这样会产生更大的压降(大电流+短的时间).

在突发模式阶段,SUPSH引脚会出现很低的电压. 这是因为在突发模式下,会有较多的周期内不存在开关状态.因此,SUPSH会长期得不到充电.同时, CSUPHS电路也在缓慢的放电.当下一个新突发模式周期来临的时候,SUPHS电压是低于正常的工作电压.第一个开关周期时,CSUPHS再次充电到正常水平.如果在突发工作模式时,输出功率较小时,这时的开关频率会极其高.较高的开关频率会限制SUPHSHB之间电压的快速恢复.

虽然在绝对多数应用情况下这个压降是有限的,但它也是一个重点的评估检查点.这个压降能够影响到自举二极管的选型以及SUPHS引脚处储能电容容量.

6.4.4.4 SUPHS及半桥电压限制因素

半桥中点电压以及SUPHS端点的电压紧密关联,这是因为内部高压线路是利用这二端点间的电压进行供电.参见图13.所以SUPHS的电压限制条件确定了后,HB端点的电压的限制也确定了.

HB点能得到的电压实际上为二个节点间的电压: VSUPHSVHB.

3规格书中对VSUPHSVHB电压的限值

符号

参数

条件

最小

最大

单位

VSUPHS

SUPHS引脚的电压

DC直流

-0.4

+570

V

t<0.5S

-0.4

+630

V

HB引脚为参考

-0.4

+14

V

同样, HB节点处的电压同样受VSUPHS上面电压的制约:其值为:

Vhb(pin15):

·        Min=-0.4 V-(VSUPHS-VHB)  V

·        Max (DC) =+570V -( VSUPHS-VHB) V

·        Max (t< 0.5 s) = +630 V – (VSUPHS-VHB) V

例如: 如果高压侧供电= VSUPHS-VHB=10V, 那最小在HB上的电压是 Vhb=-10.4V. Max(DC)=+570V-10V=+560V, Max(t<0.5s)=+630V -10V=+620V

SUPHSHB引脚之间电压的限值(VSUPHS-VHB)在表3中给出了:

·        Min=-0.4V

·        Max=14V

6.4.5 MOSFET驱动所需要的能耗(SUPIC引脚处上的消耗)

GATEPFC,GATELS,GATEHS驱动向外部MOSFET管驱动门极电容充电.在工作过程中,这三个驱动是SUPIC处能量的主要消耗源.所需的能量线性比于开关频率.通常地,对于使用的MOSFET,总的充电电荷在某个条件下是固定的.通过MOSFET的曲线可以估计所需要从SUPICSUPREG引脚处汲取的电流. TEA1716, SUPREG引脚给GATELSGATEHS引脚供电,GATEPFC通过SUPIC直接供电.

GATELS以及GATEHS驱动(驱动一共二个MOSFET)

:

: 因为实际开关频率与MOSFET Qgate定义时的开关频率不一定相同,所以理论上算出来的值大于实际值.

GATEPFC 驱动

:

6.4.6 SUPREG为其他电路供电

SUPREG电压经调节后可以用来作为外部电路的供电.外部电路的负载大小能影响启动时间以及在SUPREG处总的负载消耗(IC加上其他外部电路).

6.4.6.1 SUPREG提供供给外部电路的电流大小

SUPREG处可以得到最小总的电流为40mA.为了决定外部电路需要多少电流,IC工作所需要电流需要确定下来:

IC消耗的电流所比,MOSFET驱动所需要的电流消耗了SUPREG的绝大部分电流.在正常工作模式下,其他电路最多消耗3mA的电流.而在突发工作模式情况下,在突发停止阶段仅消耗0.7mA电流.

Isupreg_for_MOSFET_drivers可以通过利用6.4.5节的办法估计得到.

6.4.6.1 通过测量估计电流大小

当采用外部电源给电路供电时, SUPIC电流可以用来假设作为近似ICSUPREG消耗的电流.利用此电流值,可以估计出外部电路的功率消耗.

: MOSFET频率最高时,系统消耗的功率最大.

:

: SUPREG引脚的电压必须大于欠压保护电压值(10V)以确保IC全功能地工作.因为过多的外部消耗电流(过大的外部负载)会在启动时让SUPREG电压过压从而进入保护.

6.5 SUPIC,SUPREG,SUPHS引脚处电容值的选择

实例请参见14.2.

6.5.1 SUPIC引脚

6.5.1.1 概述

SUPIC引脚处用二种类型的电容,放一个小容量的SMD陶瓷电容靠近IC(旁路/高频滤波电容),同时配合一个电解电容作为主要容量电容.

6.5.1.2启动阶段

当采用高压电源提供供电的时候,需要一个较大容量的电容.此电容值必须足够大,以保证在辅助绕组接管供电前SUPIC引脚处有足够的电压.

这种情况下电容值估计计算实例:

6.5.1.3 正常工作

SUPIC处电容的主要目是保障电流负载波动时(如门极驱动电流)的电压变化较小.

6.5.1.4 突发工作模式

当系统工作于突发模式时,此时的供电模式通常是由辅助绕组再加上内部高压启动源.由于在突发模式时,由于辅助绕组在相当长的时间内不能够给Csupic充电.同时在二个突发脉冲之间半桥开关又不会工作.所以电容容量必须足够大能够让SUPIC电压一直高于13V而不会进入欠压保护.

这种情况下电容值估计计算实例:

6.5.2  SUPREG引脚

SUPREG处的电容不能比SUPIC处的电容大太多,以保证在高压源启动时足够电流充向SUPREG.这个容量差异可以防止SUPIC引脚电压在向CSUPREG充电时不会掉太厉害.如果SUPIC是通过外部电源(待机电源)供电时,这点可以不去关注.

SUPREG提供门极驱动电源,利用一个SMD瓷片电容及一个电解电容一起可以保障.这种配置需要足够的容量来防止在大电流负载时电压掉得太多. SUPREG处电容值容量必须远远大于总的MOFET门极结电容以防止SUPREG电压下降过多.总的容值包括了SUPHS并联负载以及自举电容.

如果考虑到内部电压调节器,SUPREG处的电容值必须>=1UF(保证调节器的环路稳定),通常会用一个更大的电容值.

6.5.3  SUPHS引脚

SUPHS处的电容必须远大于门极结电容以足够驱动高端MOSFET.这种配置是为了保证在门极充电驱动时不会对SUPHS电压造成显著的下降.在突发模式时,CSUPHS37uA的电流放电(放电时间即为二个突发脉冲之间的时间).

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

7 MOSFET驱动, GATEPFC,GATELS,GATEHS引脚

TEA1716提供了3个外部高压MOSFET的驱动.

·        GATEPFC引脚驱动PFC MOSFET

·        GATELS引脚用来驱动半桥低压端MOSFET

·        GATEHS 引脚用来驱动半桥高压端MOSFET

7.1 PFC MOSFET管驱动引脚GATEPFC

TEA1716有很强的驱动级(输出),可以驱动PFC的高压MOSFET.此驱动的电源是由SUPIC引脚提供的.

7.2 半桥MOSFET驱动引脚 GATELSGATEHS

半桥上下二个MOSFET管有完全一样的驱动能力 .低压侧驱动电压是参考PGND引脚,供电来自于SUPREG引脚,而高压侧是浮动连接在半桥中点上,参考地是HB(半桥中点).高压侧驱动器的供电通过SUPHS的电容提供,这个电容通过SUPREG的自举线路实现充电.当低压侧的MOSFET导通时,通过自举二极管向自举电容CSUPHS充电.

14   GATEHSGATELS驱动的供电系统

半桥驱动都有很强的供(灌电流或是供电流能力:提供给外部的)电流与抽电流(向外部汲取电流)能力.在一般的半桥变换器工作过程中,MOSFET的快速开通不是那么重要,因为在开关管关断后半桥中点电压的摆动(波动)会自动地达到正确的工作状态.而快速关断,就显得比较重要了,因为它对减小开关损耗及防止出现延时(特别在高频操作情况下)十分重要.

7.3 供电电压及能量消耗

参见章节6.4.36.4.5,可以看到详细的关于MOSFET驱动的供及能量消耗.

7.4 关于MOSFET驱动的一些基本知识

7.4.1 开关管开通

导通时间与下的因素有关:

·        内部驱动器的供电能力

·        内部驱动器的特性

·        门极结电容(门极充电结电容)

·        MOSFET导通所需要的门槛阈值电压

·        与驱动相关的外部周边电路

7.4.2 开关管关断

同样, MOSFET的关断时间也与下面的因素有关:

·        内部驱动器的供电能力

·        内部驱动器的特性

·        门极结电容(门极充电结电容)

·        MOSFET导通所需要的门槛阈值电压

·        与驱动相关的外部周边电路

内部的驱动器的抽电流能力相对于供电流(灌电流)能力来说更强一些,这是因为MOSFET的关断时间比导通时间更为关键.在较高频率或/和更短开通时间情况下,时间则变得更为严格以获得正确的工作频率.有些时候,必须在快速开关及EMI之间作一个妥协.设计一个门极驱动电路(位于驱动输出及MOSFET门极之间)可以用来优化开关性能.

15  4个不同的门极驱动实例

通过一个电阻(如外部功率MOSFETRdson)可以实现与MOSFET门极结电容的充放电,以实现MOSFET的开关过程基本上相似.

16  MOSFET驱动简化模式

7.5 一些相关的基本规格/额定值

内部MOSFET驱动器的主要功能是通过灌电流或抽电流来实现外部MOSFET的开关.

规格书中定义了灌电流与抽电流的大小,也即内部驱动器驱动能力的大小.

16的简化模式显示了充放电电流是受供电与门极电压的影响的.当供电电压最小的时候以及门极电压为0V的时候,此时驱动器能提供最大的驱动电流.当门极驱动电压最高的时候抽电流值也最大.

4 PFC及半桥驱动器的规格参数

符号

参数

条件

最小值

典型值

最大值

单位

PFC驱动器(GATEPFC引脚)

Isource(GATEPFC)

引脚GATEPFC上的供电流能力

VGATEPFC=2 V

-

-0.6

-

A

Isink(GATEPFC)

引脚GATEPFC上的抽电流能力

VGATEPFC=2 V

-

0.6

-

A

VGATEPFC=10 V

-

1.4

-

A

半桥高压侧与低压侧驱动器 (GATELS&GATEHS)

Isource(GATEHS)

引脚GATEHS上的供电流能力

VGATEHS-VHB=4 V

-

-310

-

mA

Isource(GATELS)

引脚GATELS上的供电流能力

VGATELS-VPGND=4 V

-

-310

-

mA

Isink(GATEHS)

引脚GATEHS上的抽电流能力

VGATEHS-VHB=2 V

-

560

-

mA

VGATEHS-VHB=11 V

-

1.9

-

A

Isink(GATELS)

引脚GATELS上的抽电流能力

VGATELS-VPGND=2 V

-

560

-

mA

VGATELS-VPGND=11 V

-

1.9

-

A

 

GATELS的电压来自于SUPREG,所以电压固定为11.3V.GATEHS的电压要低一些,具体的值要看工作状态而言(详见6.4.4).

7.6 PFCHBC之间的交叉干扰

PFC MOSFET及半桥MOSFET的充电放电流驱动在时序上虽然是独立的.但是由于驱动峰值电流很大,可能会导致出现一些扰动并加在控制及检测信号上.因为PFC与半桥控制器集成在同一个芯片里,GATEPFCGATELS引脚的大电流驱动有时能产生交叉干扰,需要设计好门极驱动电路及PCB来预防此问题(参见13.1).

对于大功率PFC MOSFET管来说,类似于图15.d所示的结构能够帮助保持快而大的关断电流.

 

 

 

 

 

 

 

8 PFC控制电路部分

PFC利用谷底检测让其工作于准谐振(QR)或是断续工作模式(DCM)以减少开关开导损耗.因为需要考虑到谷底跳变,PFC级的工作频率限制在125KHZ以内以降压开关损耗(过高的工作频率不利于实现谷底检测).降压开关损耗主要是通过在输入电压过零时实现,这在低压输入时中小功率负载条件下特别有效.

PFC采用升压变换结构,输出电压固定.对于固定输出的升压变换器而言,其好处在于半桥变换器能够工作于高输入电压的情况,可以让变换器设计更为容易.另一个好处是可以用较小的boost电容实现一个比较长的保持时间.

TEA1716系统中,PFC功能总是处于有效.只要当输入电压存在时,PFC电路即可以首次开启.只有当BOOST电压达到额定值的90%时半桥变换器才能开启.

在特别低的负载情况下,系统可以工于突发工作模式以来提高轻载效率.在突发工作模式下,半桥变换控制器决定了半桥开关时序以及PFC突发脉冲(这二个是同步的),这样可以提高效率.

8.1 PFC输出电压及功率控制

TEA1716PFC是通过时间来控制,所以检测输入电压的相位是没必要的.在固定的负载及输入电压下,一个半正弦周期内采用固定开通时间,这样可以得到一个好的功率因数(PF)及输入谐波水平.

当开通时间固定时,PFC开关电流正比与正弦输入电压.

关于PFC电感最关键的一个因素是最高峰值电流,这个电流出现在最低输入电压最大负载情况下.

临界模式下的PFC最大峰值电流Ip(max)可以通过式9计算得到:

例如:

8.2 PFC预调节

8.2.1 Vboost电压感应

17  PFC输出调节实例: SNSBOOST引脚

通过连接在PFC输出与SNSBOOST支路的电阻分压网络可以设定BOOST的输出电压.当经行调整的时候,SNSBOOST电压钳位在2.5V.

整个电阻网络阻值可以设计成10MOHM以降低损耗.

SNSBOOT与地之间的电阻可以通过下式计算 :

例如:

SNSBOOST处放一个电容可以防止MOSFET开关噪声产生干扰/输入电压的浪涌/ESD破坏(错误的测量结果).所以,PCB设计时,尽量将检测电阻与滤波电容靠近IC.

8.2.2 SNSBOOST引脚开路及短路保护

SNSBOOST引脚没达到0.4V,PFC不会启动.所以这个功能也可以为BOOST电压及SNSBOOST引脚的短路保护检测.

内部有一个小电流源从SNSBOOT引脚处抽取电流.这个电流源可以防止在SNSBOOST引脚开路(此时电压仍在0.4V)时启动PFC开关工作.这种组合同样可以实现开环保护(OLP),boost输出电阻检测分压网络中的一个电阻没有连接的时候.

8.2.3 PFC电压控制环路中PFCCOMP引脚作用

通过控制SNSBOOST引脚控制和设定PFC输出电压.利用一个2.5V的内部误差放大器来与SNSBOOST引脚处电压作比较.

当在调节点附近时(2.42V<SNSBOOST<2.58V),放大器将输入误差电压通过跨导(gm=80uA/V)变换送到输出.不在调节点附近时(SNSBOOST<2.42V,SNSBOOST>2.58V)( gm=833uA/V)放大器可以允许快速纠结调节方向.

18 SNSBOOST-COMPPFC放大器(输出)特性

可以利用增加一个外部补偿网络可以得到COMPPFC引脚上的电压(此电压来自于跨导放大器的输出).误差放大器的电流会在COMPPFC上产一个环路压降.COMPPFC引脚及SNSMAINS引脚上的电压,一同决定了PFC的开通时间

通常在COMPPFC引脚处,用一个电阻加二个电容的二阶补偿网络来稳定PFC控制环路.

19 通过PFCCOMP引脚实现基本的PFC电压控制

补偿网络的传递函数有一个0HZ的极点,Rcomp/Ccomp处有一个零点,第二个极点位于Ccomp1/Ccomp2.将零点频率设定为10HZ,那么第二个极点的频率为40HZ.,可以通利式11/12来计算补偿网络的零点极点频率.

在功率因数与动态响应之间我们需要权衡.一个较低的调节带宽(慢的响应速度)会得到较好的功率因数,而一个较高的带宽虽然导致响应快速但是功率因数不会太好.

8.2.4 PFC电压控制控制环路-输入电压的补偿

包含功率因数校正的传递函数的数值方程包含了输入电压的平方项:

在典型应用中,这种情况会导致在低输入电压情况下带宽也低,但在高输入电压情况下,谐波要求也很难满足.

TEA1716包括一个校正电路用来补偿输入电压的波动.SNSMAINS引脚处的平均电压检测用来作为内部补偿.20展示了SNSMIANS电压与COMPPFC及开通时间的关系.

利用这个补偿可以保证在全范围输入内调节环路带宽的恒定.同样这个补偿也可以在负载变化时快速响应同时满足D类谐设计要求.

20   SNSMAINS电压/COMPPFC电压/开通时间的关系

8.3 PFC/去磁及谷底检测

MOSFET漏极电压达到最小时(谷底检测)PFC MOSFET导通,这样可以减少损耗并减轻EMI(21,规格书上标错为图10).

21 PFC去磁及谷底检测

通过SNSAUXPFC引脚来检测谷底. PFC电感的辅助绕组可以用来提供SNSAUXPFC的电压检测.这个电压是与MOSFET漏极电压成比例降低同时是反向的.当谷底电压检测到的时候(此时SNSAUCPFC为最大值), PFC MOSFET开通.

如果SNSAUXPFC引脚最大值没检测到(漏极谷底电压),当消/去磁检测到并超过4uS的时候,MOSFET被强制导通.

8.3.1 PFC辅助绕组感应电路

可以通过一个5KOHM的电阻加在SNSAUXPFC引脚上用业保护IC内部电路损坏,如雷击浪涌.将电阻置于IC附近可以防止扰动导致的错误开关.

即使在低的振荡幅值情况下也要保证实现谷底检测,所以尽量将SNSAUXPFC的电压值设得越高越好,但其绝对值也不能超过+/-25V.

通过方程14,通过计算得到PFC电感辅助绕组的匝数:

VSNSAUXPFC是最大允许电压值. VL(max)PFC电感初级绕组上的电压,NpPFC电感线圈的匝数.(例子中为52).

Boost输出最大电压(即出现过电压保护)时决定了PFC初级侧的最大电压,方程15给出了这个最大电压计算方法:

: 本例中,Vboost额定电压设置为394V.

如果辅助线圈匝数比较多的话,可以用一个电阻分压网络连接在SNSAUXPFC引脚处.总的阻值不要超过10KOHM,这样是为了防止电阻及寄生电容谷底检测时造成延时而检测不准.

8.3.2 PFC工作频率的限制

PFC工作频率被限制在125KHZ以达到降低开关损耗.如果准谐振的频率超过125KHZ,系统会切换到断续工作模式. PFC开关管只有当最小电压在开关时才导通(谷底开关).当工作频率低于125KHZ,如果需要的话,一个或多个谷底将会被跳过(谷底跳过功能).

当上一个PFC门极驱动信号结束时,限制最小为50uS的关断时间,这可以确保合适的PFC MOSFET的控制(无论什么情况下).

8.4 PFC过电流调节/过电流保护(OCR/OCP)

通过每一周期(逐周期)限制MOSFET源端的检测电阻Rsense(PFC)上的峰值电压,这个SNSCURPFC电压以正常时限制在0.5V,超过这个值,MOSFET关断.

必须考虑到一定的电压裕量以保证不会误触发过电流保护.采样电阻Rsense(PFC)可以通过方程16得到:

PFC开关管导通时,SNSCURPFC会感应到一个初始尖峰电压,这是因为寄生电容在放电.所以系统设计一个310nS的前沿消隐时间来屏蔽掉这个尖峰,所以在这个初始尖峰下不会动作.

8.4.1  PFC软启动及软关断

PFC具有软启动和软关断功能这样可以避免变压器在启动及突发模式时发出的噪音.软启动可以让原边峰值在启动时电流缓慢上升,软关断功能可以让变压器峰值电流缓慢下降.

22 PFC软启动及软关断电路配置

SNSCURPFC与电流检测电阻之间加一个电阻电容网络可以实现这二种功能.

23 PFC软启动及软关断时序

8.4.1.1 软启动

在启动工作之前,内部60uA的恒流源向电容充电, VSNSCURPFC=60uA*Rstart(soft).SNSCURPFC电压超过初始启动电压0.5V,系统开始工作.选择电阻Rstart(soft)>=12KOHM即可以确保能达到启动电压.在启动阶段时,内部恒流源停止工作.此时SNSCURPFC电压Cstart(soft)通过Rstart放电.在此放电阶段,每一周期内峰值电流都会增加直到Cstart(soft)被完全放电(此时正常的峰值电流调节水平也达到了.常规的峰值电流调节阈值是通过设计Rsense(PFCp)实现的.

软启动周期可以通过17式计算:

8.4.1.2  软关断

软关功能是通过两次开通IC内部的一个60uA的恒流源来实现.

Cstart(soft)充电电流.增加电容电压可以减少峰值电流.SNSCURPFC电压达到0.5V,PFC停止工作.

仅当PFC 开关管关断时间才去检测此电流,这样可以防止在软关断期间造成的干扰.

8.4.2  SNSCURPFC引脚开/短路保护

SNSCURPFC引脚开路时,内部60uA恒流源充电到0.5V作软启动.PFC因为过电流保护而不会让开关动作.

SNSCURPFC引脚短路到地的时候,PFC也不会启动因为0.5V的启动电平无法达到.

8.5 PFC总线电压(BOOST电压)过电压保护(OVP)

当负载变化或是输入电压瞬态变化时,为了防止boost电压过压,IC内部设计了BOOST总线电压过压保护功能.SNSBOOST引脚电压超过2.63V,PFC电路开关停止工作.只有当SNSBOOT电压跌落到2.5V以下时PFC才会恢复工作.

当连接在SNSBOOST与地之间的电阻网络断开,过电压保护即被触发.在此种情况下,IC内部一个45nA的恒流源会向SNSBOOST充电并电压升高到过电压保护水平.

18可以用来计算PFC 过电压保护电压值:

: 本例中,Vboost额定电压设置为394V.

8.6 PFC输入电压欠压保护(UVP,掉电保护)

SNSMAINS引脚一直持续检测输入电压,这样可以防止PFC工作在一个正常低的输入电压下.(这样开关管损耗非常高). SNSMAINS电压跌落到0.89V以下时,PFC停止开关管工作.输入电压欠压保护有时也叫做掉做保护.

SNSMAINS引脚上的电平必须是一个平均值,这样可以反应出输入电压水平.系统最佳工作点是:SNSMAINS处的时间常数为150Ms.SNSMAINS电压下降的时候,内部会钳位在1.05V.这个钳位电压比启动电压水平(1.15V)0.1V.这个钳位电压的存在,可以保证在输入电压掉电恢复后能快速重启.SNSMAINS超过启动阈值1.15V,PFC开始启动(重启).

24  SNSMAINS电路

8.6.1 欠压保护或是掉电保护阈值

AC输入电压是通过R1/R2的检测,每一个电阻分别检测正弦的半个周期,结果就是二个电压相同的值.R1/R2电阻典型值是2MOHM,这样可以减少消耗电阻的损耗.

19可以得到输入正弦电压的平均电压:

SNSMAINS掉电保护(有效值)电压阈值为方程20所示:

:

为了达到150mS的时间常数, C4=3300nF可以选择:

8.6.2 由于共模电压产生的测量误差

TEA1716SNSMAINS功能是基于直流电压(这个直流电压反应了输入电压的平服务区电压).

SNSMAINS电压阈值在供电没有建立起来的可能变成不正确.在供电电源建立前,输入电压谐波信号可能导致SNSMAINS引脚的电压十分高.这就意味着此时的电压水平要高于正常值(此正常值用来反应电网输入差分电压).

电网输入L/N对线路地之间的共模电压通常会导致这种畸变,当整流二极管没有导通(此时供电没有建立起来),这个畸变电压有较大的影响,这个畸变大小同样与测试方法有关.当桥堆二极管导通时(供电建立了),这个畸变可以忽略不计.

IC系统供电建立起来了后,SNSMAINS电压恢复正常但是仍然比较低,它会影响SNSMAINS正常功能的运用.

25 由于测量信号的畸变导致SNSMAINS电压偏高

如果采用一个低阻抗网络作为检测电阻R1/R2/R3/R4, 这个畸变电压可以得到减小.

峰值检测方法也可以用来避免这个干扰导致的不准,但是它与平均电流检测方法相比,电路表现行为是不同的.

27 SNSMAIN检测峰值电压(增加二个二极管)

8.6.3 输入侧电容放电

EMC电路中加入了X电容,同时有法规要求必须将这X电容电压(输入插头上的电压)在规定时间降低到一定水平. R1~R4决定了X电容放电电阻大小.此这值可以通过式14计算得到: (Rdch即为总的代替电阻):

:

当使用一个220nF的电容后,时间常数即为:

8.6.4 SNSMAINS引脚开路/短路检测

SNSMAINS引脚同样集成了开路保护功能,当此引脚没有连接时,内部33nA的恒流源要么会将此PIN电压拉到保护电平0.9V,要么保持此点电压在启动电压阈值1.15V以下.

SNSMAINS短路到地的时候,结果类似的.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

9 半桥变换控制部分

9.1 半桥控制欠压保护(感应Boost电压)

当前级BOOST电压高于90%的额定电压时,半桥才开始正常工作.

SNSBOOST一直在感应BOOST电压,只有这个电压跌落到1.6V以下时,半桥开关停止工作(停止工作时低压侧MOSFET是导通的). SNSBOOST电压超过启动电压值2.3V时半桥才会开始启动或是重启.

9.2 半桥控制器开关控制

内部的MOSFET驱动器决定了外部MOSFET的开关的通断,它的功能如下:

·        内部驱动器在每个谐振周期内交替开通上下MOSFET.

·        HB中点处的自适应非重叠功决定开关开通时刻

·        振荡器决定开关关断时刻

·        多重保护功能及使能功能决定了谐振变换器何时开始工作

9.3 半桥控制器自适应防直通功能(自适应的非重叠时间/死区时间)

9.3.1 感性工作模式(正常操作模式)

由于功率MOSFETs工作于零点电压开关(ZVS)所以谐振变换器的效率高,这也即所谓的软开关技术.在高压侧MOSFET时候,必须保证一小段非重叠时间(也叫死区时间)来让低压侧MOSFET完成软开关.死区时间内,初级谐振电流通过半桥电容(boost电压与地之间)充放电.充放电结果后,MOSFET体二极管开始导通.此时因为MOSFET上的的电压为0所以没有开关损耗.

上述所介绍的叫做感性工作模式:因为在一个固定的工作频率及功率下,谐振腔里的感性阻抗是占绝大部分.

27 感性工作模式下半桥开关波形

HB处转换所需的时间与开关时谐振电流幅值有关. 这里面有相当复杂关系:电流幅值,工作频率,boost电压,及输出电压之间关系复杂.理想状态下,HB过渡时间达到后,IC开始导通MOSFET.这个时间不绝对不需要等待太长,特别是在大负载情况下以防止HB的回扫电压.

TEA1716自适应死区时间功能可以实现自动检测及控制以决定何时开启开关管.由于它是检测实际输入,控制能够及时调整以适应变化.

预设一个固定的死区时间很难,是因为需要考虑不同工作状态并进行权衡折衷,但是由于自适应死区时间功能的存在,预设死区时间就不需要考虑了.

当其中一个MOSFET关断后,自适应死区功能开始感应HB处的斜率.通常地,HB处斜率是直接开始的.一旦HB节点处的转换完成,斜率停止.自适应死区感应斜率同时另一个MOSFET导通.死区时间自动地调整到最佳值以达到最低开关损耗的目的(甚至HB处的转换在不能完全完成下的也是如此).

28  正常工作状态下死区时间调节

死区时间大小取决于HB处的斜率.但是它也有个上下限.IC集成了一个最小死区时间(最大时间为160nS)以保证所有情况都不会发生半桥直通.最大的死区时间是受振荡器的充电时间决定的.如果HB斜率转换的时间比振荡器充电的时间(25%的半桥开关周期)要长,开关管会强制导通.这种情况下,MOSFET就不是软开关了.最大死区时间的限限制是为了确保:在十分高的工作频率下,MOSFET的开通时间至少是25%的半桥周关周期.

9.3.2 容性工作模式

在一些故障状态下,例如:输出短路,负载脉冲过高),以及特别在启动条件下,开关频率会变得非常低.这种模式下,谐振腔呈现容性阻抗模式.容性模式下,HB斜率不会在MOSFET关掉后立即开始.在这种情况下不要开启另一个MOSEFT.由于不是软开关,MOSFET的开关损耗急剧增加,续流体二极管同样在开关状态会很快被损坏甚至烧毁IC.

29 容性工作模式下半桥开关波形

由于自适应死区时间调节功能的存在,TEA1716总是在等待半桥节点(中点/HB)的斜率开始.这样可以保证最佳(最安全)的开关状态(无论任何情况).在容性工作模式时,在谐振电流转换到正确的极性之前,这需要半个谐振周期的时间,然后才能开始向半桥中点充电.振荡器保持较低充电电流模式直到半桥斜率允许相对较长的等待时间.(有点拗口).参见9.4.2及图34.

当半桥斜率根本不开始时,MOSFET会强制导通,然后降低振荡器达到高的水平.

容性模式调节功能会增加振荡频率,用来将变换器从容性工作模式带回感性工作模式.

9.3.3 容性工作模式调节(CMR)

自适应死区调节可以防止开关管在容性模式下遭受损坏.但是,另一个动作也会执行,这就导致中断容性模式并将系统带回感性工作模式.

MOSFET关断后,如果HB斜率不是马上启动(690nS的时候如果不启动)的话,就会检测到容性工作模式.在检测到容性模式时,开关频率Fsw(HBC)很快增加.当半桥斜率开始增加Fsw(HBC)之前,Csshbc/en会以一个高的放电电流进行放电,放电从时间点tno-slope=690nS开始.这样结果就是Fsw(HBC)增加以调整半桥控制器回到容性与感性模式的临界点.

30 容性/感性半桥控制器工作频率

减慢振荡器,同时SSHBC/EN放电这二个动作一起可以表明TEA1716在进行容性工作模式调节.

31 容性工作模式调节时/保护时的典型波形(在启动不好的时候)

9.4 半桥控制振荡器

振荡器的斜率决定了半桥的工作频率.振荡器在外部电容CCFMIN上产生一个三角波.

9.4.1 预调节频率范围

CFMIN引脚的电容值决定了工作频率的范围.

32 电容CCFMIN与频率范围的关系

振荡器频率取决于CFMIN引脚上电容的充放电电流,这个充放电流大小组成了最小频率的固定部分,SNSFBSSHBC/EB引脚的控制功能决定了频率的另一可变部分.

33 在正常工作时候振荡频率的决定

其中有一个例外: 是当半桥HB斜率在开关管关断时没有立即检测到,此时只有30uA的恒流源向振荡电容充电直到HB斜率检测到了.

9.4.2 频率操作控制

在正常工作状态,半桥节点HB处的状态控制着振荡器的,同时也有一具斜率检测电路用来监测HB的电压.

振荡器电容的初始化充电电流设这30uA.HB的斜率开始检测到了的时候,充电电流增加同时工作频率也相应改变.SNSFB引脚的反馈控制着工作频率.通常地,半桥斜率会当MOSFET关断后直接开始,此时这个30uA的低振荡器充电电流时间可以忽略不计了.

类似的,GATELSGATEHS也是由振荡器决定何时关断的,HB感应电路决定开关何时开启.

HB感应电路决定了开关管开通,因此这不是固定的,关掉其他一个MOSFET并导通另一个MOSFET的这个时间是自适应的(自适应死区时间).这个自适应死区时间对振荡器信号没有影响.

振荡器频率控制着变换器的开关频率,它是通过控制二个关断状态之间的情况来实现的.(中间包括一个小时间段,此时振荡器的电流只有30uA).

34 振荡器与半桥驱动时序

9.4.3 CFMIN谐振器频率范围

振荡器频率可以通过电容值及充放电电流计算得到.在较低工作频率时,计算出来的结果可以反应出实际的工作情况.而在高频情况下,由于各种误差及延时不能被忽视了,所以计算更为复杂了.

35给出了在高频状态下系统中的各种误差,这个图表可以用来选择一个合适的CFMIN电容值.

图中1-6所代表的误差及延时分别为:

1.CFMIN引脚处电容的值的误差

2. CFMIN处的最大及最小充放电电流误差

3. CFMIN引脚开关的阈值误差(典型值: 上限Vu(CFMIN)=3V, 下限Vl(CFMIN)=1V)

4. CFMIN引脚充电到放电这个过程,由于内部比较器及开关过程产生的开关延时

5. CFMIN引脚处电压达到1V到门极驱动关断之间所需的时间(主要由内部比较器及开关过程决定)

6. CFMIN引脚关掉门极驱动到半桥中点检测到HB斜率(以用来初始化一个新振荡周期)所需要的时间

35 高频工作情况下系统中的误差及延时

 

9.4.3.1 频率的基本计算

:

      

32即为包含了典型延时过程的实际可能频率范围.

9.4.3.2 计算SNSFB调节下的最大频率

SNSFB功能只能调节整体频率范围的一部分(即频率范围的60%),公式如下:

36 频率范围调节

9.4.4 高频保护模式(HFP)

通常变换器不会一直工作在预设的最高频率,最高工作频率短时间地发生在软启动或是暂时性的故障/过载场合.

如果开关频率长时保持为/或是接近最高工作频率时,这时会认为是进入了故障状态同时会触发保护机制.

当开关频率高于频率范围的75%,IC内部的保护计时器开始工作.

: 当正常调节过程中,由于SNSFB引脚的调节作用,最大开关频率限制在预设频率范围的60%.只有当SNSFBSSHBC/EN一起起调节作用时才能触发高频保护功能.

9.5 半桥控制反馈(SNSFB)

典型的电源应用下,输入与半桥输出是隔离的.在次级输出侧,输出电压通过与参考电压比较并送入放大器.IC TEA1716通常放在初级侧.所以输出误差放大器通过光耦传递到初级侧.光耦在初级侧可以连续到SNSFB引脚,这个引脚一般配合用一个上拉电阻RSNSFB.

 

37 SNSFB引脚典型应用

通过检测SNSFB上的电压来实现频率调节功能.

SNSFB能调节整个预设频率范围的60%,剩下的40%部分只能通过: 控制SSHBC/EN实现软启动或是进入保护才能调节.(参见9.4.3.2及图36)

36同样显示了SNSFB电压与频率调节之间的函数关系

9.5.1 SNSFB上拉电阻及低功耗特点

通过连接在SNSFBSUPREG之间的电阻RSNSFB可以在SNSFB引脚上产生一个电压来调节频率.光耦可以从SNSFB引脚抽取电流来获得调节电压.

上拉电阻RSNSFB决定需要多少电流用以获得合适的调节电压.选一个大点的上拉电阻,可以在待机或是空载时获得较低的损耗.

38 电流流过SNSFB以及产生的损耗

9.5.2 启动电压源

SNSFB需要一个外部上拉电阻以提供合适的反馈功能.

但是在启动时,这个上拉功能并不是能立即使用.此时内部有一个电压源激活,产生一个7V的电压加在SNSFB引脚上,这样可以确定正常的启动过程.此电压源仅在启动时激活并马上关断(当启动完成后).

当下面之一条件达到时可以认为启动完成:

·        VSNSFB>8.25V

·        VSNSOUT>2.5V

·        VSSHBC/EN>8.4V

当用图37所示的上拉电阻的方法时,内部启动电压源是多余的,因为此时SUPREG引脚电压在半桥控制器工作前就有效了.

9.5.3 半桥变换器开环保护(OLP)

TEA1716SNSFB引脚上集成了一个开环保护功能(通过监测SNSFB电压).

在正常操作时,光耦电流将SNSFB引脚的电压拉低.反馈环路中的误差信号能够将此电流控制得非常小,同时半桥可以输出最大功率.在这种情况下,SNSFB上的电压将保持高平.

SNSFB上的电压超过8.25V(内部比较器的比较电压值),保护计时器RCPROT开始计时(见图37).

:9.5.2节里提到的启动电压源能够防止系统在启动时进入开环保护.当然这个功能的实现取决于SNSFB上拉线路的配置.37里说并不是这种情况.

 

9.6 SSHBC/EN引脚软启动及使能

SSHBC/EN引脚提供如下三大功能:

·        激活PFC功能(Vsshbc/en>1.2V)以及激活PFC加半桥功能(Vsshbc/en>2.2V)

·        软启动时,其电压从3.2V变到8V,这个过程中来控制半桥频率扫频功能

·        保护状态时提供频率控制功能

不同的内部恒流源实现不同要求下的频率控制:

·        软启动,过电流保护时

a)      大或小的充电电流(分别是160uA 40uA)

b)      大或小的放电电流(分别是160uA 40uA)

·        容性模式调节时

c)      大或小的放电电流(分别是160uA 40uA)

·        通常情况下

d)      偏置放电电流(5uA)

SSHBC/EN引脚电压超过8.25V,比较通过检测认为启动结束了.如果总是没有超过8.25V,这个电压同样可以用来触发突发工作模式.(10.5)

39  SSHBC/EN引脚功能描述: 内部源,钳位及电压阈值

9.6.1 通过外部控制来实现半桥开关控制

可以通得外部控制功能来控制SSHBC/EN引脚,以实现对变换器的开关控制.

通过二次侧的光耦,并利用单片机可以实现这个功能.主功率级(PFC+HBC)可以被设定成为待机模式(关断功能)或是正常工作模式(开通功能).在这种情况下,需要一个独立的待机电路为单片机实现供电.也可以实现只关断半桥控制器而保护PFC功能.

TEA1716也可以利用SNSBURST来实现这种控制功能.SNSBURST最初的意图是用于突发工作模式(此时的开通与关断时都十分短).

9.6.1.1 利用SSHBC/EN引脚来实现开关

SUPIC或是SUPHV引脚上有电压出现的时候,SSHBC/EN会让电流向外部电容充电.如果此引脚没有被拉低,则会充电到3V.由于超过了PFC的工作电压(1.2V)以及PFC与半桥控制器联合工作电压(PFC+HBC:2.2V),此时IC所有功能都进入正常工作状态.

所以将SSHBC/EN引脚电压拉到1.2V以下,可以彻底关掉IC.PFC控制器开关立即停止,但是半桥继续开关直到低压侧开关动作后才停止(low-side stroke is active:待商讨).下拉电流大小必须远大于内部启动电流源的软启动水平:42uA.

PFC变换器工作

SSHBC/EN电压拉到1.2V之上2.2V以下,即可以禁用半桥控制器而留下PFC电路.当另一个电源变换器连接到此BOOST电压时可以用这个方法.当半桥关断的时候,此时半桥的低压侧开关是导通的.

仅半桥变换器工作

TEA1716并没有提供这种工作模式.但是,它可以通过强行在SNSBOOST处加一个大于2.63V小于5V的电压来实现这种工作模式.这样可以激活PFC输出过电压保护功能.如果PFC工作停止了(输出保持状态), 此时SNSBOOST电压由于高于2.3V(boost的欠压保护点),半桥可以正常工作.

这种工作模式通常在实际中用不到,但是在电源电路调试及评估时很有用.

9.6.1.2 保持及继续

SNSBURST能够用来启动或关断PFC及半桥控制器.方法是利用突发工作模式将变换器短时间的关断.

9.6.2 半桥变换器的软启动

SSHBC/EN同样提供谐振变换器的软启动功能.

开关频率与输出功率/电流之间的关系不是固定不变的,它同样受输出电压及BOOST电压的影响.所以关系比较复杂. IC提供了软启动功能以确保谐振变换器以比较安全的(输出)电流进行启动/重启.

软启动功能迫使系统以高的工作频率启动,这样在所有情况下,输出电流都是可以接受的.然后软启动降压工作频率直到输出电压调节功能起作用,接管控制工作频率.启动时限制输出电流的同时同样也限制了输出电压并防止输出过冲.

在软启动同时,与软启动扫频并行地,SNSCURHBC在监测变换器原边电流.如果暂时出现过功率情况,它也可以触发(过电流/功率)调节功能.

软启动时需要利用SSHBC/EN引脚上的电压,这个地方接的电容决定了软启动的时间(长短).

由于SNSHBC/EN引脚同样可以做为输入端的使能,所以软启动功能阈值是高于使能电压阈值(见图39).

9.6.2.1 启动时的电压

40 SSHBC/EN引脚电压与工作频率关系

在启动时,SSHBC/EN上的电压是低平,对应着最高工作频率.进入软启动过程时,外部电容充电,引脚电压抬高频率降低.软启动结束时SSHBC/EN电压超过7.9V.

正常工作时,SSHBC/EN引脚电压钳位在8.4V并保持在此水平.

当在保护状态或是调节状态时,SSHBC/EN电压下降并钳位在3V.这个钳位电压在存在是保护工作频率能够快速响应(较快的降频到正常工作时的频率).SSHBC/EN电压小于3.2V,放电电流减小到5uA(防止放得过多).

9.6.2.2 SSHBC/EN引脚充放电

启动刚开始时,SSHBC/EN引脚的软启动电容只是用来充电以获得从高到低的扫频过程.

软启动的另一个功能是,SSHBC/EN也可以用来作为调节功能:如过电流调节.因此SSHBC/EN电容上的电压可以通过内部恒流源充放电来改变.

:当发生过电流调节时,SSHBC/EN出现连续交变的充放电过程,SSHBC/EN可以通过这种方式进行调节,所以它也会对SNSFB的反馈输入信号有影响.

充放电电流或是高的值 +/-160uA或是低的值+/-40uA.二种软启动调节速度(电流)可以实现:短时间的软启动同时稳定的环路调节(如过电流调节).

在某些情况下,会发生这样的情况.即在软启动过程上过电流调节被激活了,这时会需要反馈控制软启动或是修正软启动.

/快的充放电速率用来高频范围调节(此时Vsshbc/en电压是小于5.6V).在频率范围的高端部分(高频部分),变换器输出电流与功率对频率变化的反应没有那样强烈.

41 软启动过程中过电流调节功能(OCR)

对应地,/慢的充放电速率用来低频范围调节(此时Vsshbc/en电压是高于5.6V).在频率范围的低端部分(低频部分),变换器输出电流与功率对频率变化的反应很强烈.

突发模式

在突发工作模式下,软启动电容(在非工作/停止工作时间内)不进行充放电.在这个阶段时SSHBC/EN上的电压不会改变.

9.6.2.3 SNSFBSSHBC/EN引脚用来: 软启动复位,工作频率控制

SNSFBSSHBC/E可以同步控制开关频率,SSHBC/EH引脚是主导实现保护和软启动功能,另外,内部还有一个软启动复位机制用来对这二个控制引脚控制并马上将频率设定为最大值.

9.6.2.4 软启动复位

在一些保护情况下,需要快速对频率进行调节至最在值,但不要求关掉开关,如过电流保护.(见表1).

当保护触发时,IC内部,振荡器的控制输入(用来控制振荡器的信号)会与SSHBC/EN引脚处的软启动电容断开.此时开关频率马上被设定为最大值.在绝大部分情况下,切换到最高工作频率能够恢复到安全的开关工作状态.SSHBC/EN引脚电压达到3.2V,振荡器的控制输入又重新与软启动电容连接起来然后进入软启动扫频模式.42给出了软启动复位以及二种不同的扫频曲线(从高频到低频).

42  软启动复位及二种不同的软启动扫频情况

软启动复位同样可以用来确保SSHBC/EN或是重启时开通半桥控制时系统以一个最大频率安全启动.在突发工作模式时软启动复位功能不使用.

 

9.7 半桥变换器过电流保护及过电流调节

测量初级侧的谐振电流可以反映出变换器输出功率的大小.如果输出过载或故障状态出现时,这个电流经常会显著增加.通过监测这个谐振电流可以让变换器能在短时故障/过载时仍然工常并采取相对应的(保护)动作.

当过流情况出现时,TEA1716有二个不同的功能:

·        过电流调节: OCR,缓慢增加开关频率同时启动保护计时器.

·        过电流保护: OCP,直接跳频到最高工作频率.

为了减小谐振电流保护电平阈值的波动,系统加入了BOOST电压补偿功能.

43  SNSCURHBC 电流控制功能

9.7.1 半桥过电流调节

最小的比较器比较电平+/-0.5V用来进行过电流调节.在正及负极性时各有一个比较器,其中任何一个超过时,频率就会缓慢增加(通过对软启动电容放电实现).每次当电流调节电平达到过,这个状态会被锁存直到下一次冲击电流(保护)再出现,同时软启动以放电电流进行放电.如果正负调节电平同时达到时,软启动放电电流会持续流过.在这种情况下,工作频率会缓慢增加直到谐振电流达到预设的值.

当过电流调节发生时,可以通过SSHBC/EN引脚上的调节电压来观察可过程.

如果过电流调节状态长期存在,就认为可能发生了一系列的故障状态.

9.7.1.1 启动过程

过电流调节可以有效地限制在启动过程中输出电流.可以选择一个软小的软启动电容以达到快速的启动时间.不过较小的软启动电容会导致输出电流过大,但是过电流调节还是能够缓慢降低频率来让输出在限值以内.

9.7.2 半桥过电流保护

在绝大多数情况下,过电流调节功能会让输出电流在预设的最大电流以下.但是OCR的反应不是足够快,这样的话不一定在所有故障状态下能够调节好.所以,在极端故障情况下,过电流保护功能起作用了.

SNSCURHBC引脚处的过电流保护点为 +/-1.75V. 这个值比过电流调节阈值 +/- 0.5V要高.当过电流保护触发时,开关频率立即跳到最大频率(通过软启动复位程序),然后Vsshbc/en开始向下扫频.

在这些状态下,合适的最大软启动频率必须能够有效地限制输出功率.

通过观察SSHBC/EN引脚(有一个新的软启动出现)来监测过电流保护时的情况.取决于新时软启动时故障状态的情况,用以激活过电流调节或是过电流保护.

9.7.3 SNSCURHBC BOOST电压补偿

初级电流,也叫做谐振电流,是通过SNSCURHBC引脚来检测.它是测量外接采样电阻的瞬态电压.利用瞬时电流信号可以实现快速的过电流保护(OCP)以及简化过电流调节(OCR)的环路控制.OCR/OCP的电压比较器与SNSCURHBC引脚的电压(包括最大正/负电压).

BOOST电压越低的时候,初级电流也越大.系统增加了BOOST电压补偿功能,这样可以减轻boost电压波动与输出电流的关联性.BOOST补偿时从SNSCURHBC引脚灌/抽电流,这个电流在串电阻Rcc上产生一个电压降.Rcc电阻典型值为1KOHM.

这个补偿电流幅值大小是与BOOST电压线性相关.在额定BOOST电压时,这个电流为0.同样通过采样电阻的检测电压也反映在SNSCURHBC引脚上.Vsnsboost=1.8V(BOOST开始启动的电压阈值),这个补偿电流为170uA.至于这是灌电流还是抽电流,取决于门极驱动信号.Rcc二端上的电压跌落会导致SNSCURHBC引脚处的电压幅值的降低.这就意味着需要更高的电流保护阀值. Rcc的阻值设定了总的补偿度.

 

9.7.4 电流检测电路

44 SNSCURHBC: 谐振电流检测方法

 

9.7.5 半桥输出电流大小与SNSCURHBC引脚电压之间的基本关系

45 SNSCURHBC引脚电压与输出电流的关系

SNSCURHBC引脚电压与原边谐振电流的关系是由采样电阻Rm决定的:

在图44A电路中:

实际上,变压器电流有效匝比是比理论匝比Ns/Np要低.对于特定的设计,通过测试,可以得到正确的匝比.

而谐振输出峰值电流与输出直流/平均电流之间的关系主要取决于峰值电流的波形形状.在实际设计中,要考虑到电流保护点,所以通过会用一个乘法系数(MF)来确定输出峰值电流,一般地选择MF=2.

 

9.7.6 SNSCURHBC处的PCB Layout注意

SNSCURHBC引脚处需要以很高的频率每个周期去测量电压信号,因此这个地方极易受到干扰.将串联电阻Rcc靠近IC以确保走线最短(这样不会拾取走线中的杂讯干扰).由于采样检测电阻值很低,所以Rcc与采样电阻之间的信号走线对干扰就变得不是特别敏感.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

10 突发操作/突发工作模式

10.1 突发工作模式原理

在轻载时突发模式用来提高系统效率.

在空闲时间短暂地停止开关工作可以最小化开关损耗.由于轻载输出,所以变压器在较短时间的工作(一个突发周期)就能满足输出平均功能要求.

TEA1716的突发模式是基于中断开关操作(同时系统进行调节)来实现.利用SNSBURST引脚,监测SNSFB的调节电压来决定何时需要停止开关工作.SNSBURST引脚的电压决定关断与重启.当一个中断过后重启时,因为系统仍然在进行调节过程中(快要接近正常工作点),半桥控制器没有软开关.半桥系统(通常即为输出电压)的调节环路决定了开关开通及关断的时序/.由于这种工作方式,在突发工作模式时输出电压会产生一个小的纹波.

46 利用二种不同滞环控制实现基本的突发工作模式

10.2 半桥突发工作模式的好处

采用突发工作模式的原因主要是通过降压开关损耗及实现轻载时的高效率.

4748展示了在一个250W谐振变换器(包含PFC)在有和没有突发模式下的效率比较.

47 半桥250W谐振变换器的效率曲线(/无突发工作模式)

49 250W半桥谐振变换器在突发工作模式下的损耗减少比较

10.3 半桥及PFC同时工作于突发模式的好处

TEA1716提供了一种让半桥及PFC电路同时工作于突发模式的功能.在这种情况下,突发周期内输入功率直接传递到输出端.半桥控制器决定了突发周期重复时间,PFC也是遵循此时间.在突发工作模式周期内,PFC仍然工作在正常的调节状态下.

PFC的突发模式提供了更低的功率损耗.实例结果见图49/50/51.

49 轻载时提高效率

50 90W适配器在轻载时的效率曲线

51 90W适配器输出功率为Po=27W时的损耗(突发工作模式下)

10.4 通过SNSBURST引脚来控制突发模式

半桥及PFC都能工作于突发工作模式,在此种工作模式下,变换器只在有限的时间内工作而其他时间都处于关断状态.它主要提高了轻载时的系统效率.

52 突发工作模式下电路以及SNSFB/SNSBURST的电压阈值

SNSBURST引脚的电压决定了:突发状态工作到突发工作模式结束再返回这个过渡时间 (有点拗口).

SNSFB引脚的电压可以反映系统工作时的功率大小.SNSBURST引脚的电压可以通过外接电阻分压器与SNSFB引脚联系在一起.SNSBURST内部有一个比较器开关(参考电平为3.5V),同时比较器一个固定的滞环电压为30mV.

另外,有一个3uA的开关电流流进SNSBURST引脚,而外接的电阻分压风络决定了外加的滞环电压为:(3uA*(R1+RS)).SNSBURST电压低于3.5V(此时处于突发模式关断状态),电流流入SNSBURST,当电压超过3.53V(3.5V+30mV),电流停止.SNSBURST电压低于3.5V,半桥控制器是暂停工作,PFC部分此时是有条件地暂缓/停工作.但是,即使BOOST电压仍然低于调节电压时,PFC仍能继续工作.PFC调节电平达到后,PFC通过软关断停止.而半桥变换器几乎是当GATELS引脚有效时立即停止工作.

PFC及半桥同时停止工作(开关不动作),系统进入突发模式停止状态.在这个状态下,IC的电流消耗很小同时SNSOUT引脚被拉低,SNSOUT引脚状态反映IC工作状态,它可以用来作为了同步其他功率的信号.

SNSBURST电压超过3.53V(3.5V+30Mv), IC退出突发模式停止状态转而进入突发工作状态.在进入突发工作之前,IC内部设有一50uS的时间用用来建立起稳定的内部电源.PFC通过软启动来开开始工作,而半桥恢复则没有软启动过程.

在启动过程中,突发模式不会被误激活直到SNSOUT引脚电压达到2.5V.

53 SNSBURST阈值电压与突发工作模式,以及SNSOUT信号

54 半桥及PFC工作于突发模式下的波形

10.5 在启动阶段禁用突发模式

在启动过程中,突发模式不会被误激活直到SNSOUT引脚电压达到2.5V(超过一次即可),这样可以防止启时的不稳定.

禁用突发模式可以利用设定SNSOUT引脚电压的上升时间来控制.(11.6.2).这必须是比较良好地设计以防止对SNSOUT其他功能产生影响.

10.6 突发模式阈值及滞环水平选择

突发模式时的电压水平(反映着功能大小)是通过SNSFBSNSBURST引脚之间的阻性网络来实现.

可以通过实验来选择这个电压大小.在某些情况下,可以在一定特定的输出功率下得到最低的输入功率.:Po=0W或是Po=0.25W.

章节11给出了实际的实现突发模式的方法并讨论了潜在的一些问题.

10.6.1 SNSBURST电路设计

55 RsR2的关联关系

RSNSFB

SNSFB引脚的上拉电阻用来给SNSFB调节提供电压.光耦抽取的电流决定了SNSFB处的电压值.这个功能不影响突发工作模式但它有利于系统反馈信号的动态表现(同样在突发工作模式下也可以).

此电阻在轻载时对功率消耗十分重要,它决定了系统原副边反馈电路的偏置电流.(9.5.1)

R1

它与R2一起决定了系统从突发模式转换到正常工作模式的过渡水平.R1同样可以用来设定突发模式的滞环区间(用它一起与内部的3uA恒流源一起设定).

R2

它与R1一起决定了系统从突发模式转换到正常工作模式的过渡水平.利用R2,过渡阈值可以设定,且与滞环无关(滞环通过R1Rs来设定).

Rs

Rs是为了得到更宽的滞环范围而可选的一个元件.RS的值(R1一起)决定了突发模式滞环范围(与内部的3uA恒流源一起).通过利用RS,滞环范围也可以独立的设定而与转换/过渡值无关(通过R1/R2设定).通常地,如果Rs不需要的话可以设为0.

10.6.2 突发模式阈值

Po-Vsnsfb(输出功率对应SNSFB电压)的特性上可以看到,可以选择一个合适的电压水平作为突发工作模式与正常工作模式之间的切换电压.SNSBURST比较器电平为3.5V.

56 选择突发工作模式转换电平的实例

10.6.3 突发工作模式阈值及Vboost电压的波动

谐振变换器输入电压(Vboost)影响半桥输出变换器输出功率及SNSFB调节电压之间的关系.(57所示).这个现象会严重影响突发工作模式,因为突发工作模式时,SNSFB电压被设定在一个预先确定好的电平.通过改变谐振变换器的输入电压(BOOST电压),SNSFB引脚上的电压即表现出不同的系统功率大小.

57 SNSFB引脚电压与系统输出功率的之类的关系

10.6.4 预设滞环值的大小

55显示了突发工作模式下的电路图.

SNSBURST引脚有二个部分:

·        内部固定30mV的滞环电压

·        可设定的滞环电压: 3uA * (R1+Rs)

SNSBURST引脚上的滞环电压为:

SNSBRUST引脚上的滞环电压会在SNSFB引脚上产生一个滞环电压:

58 突发模式工作序列/时序

10.7 输出功率与工作频率之间的特性关系

57可以看到,选择一个合适的SNSFB电压对于设计是至关重要的.对于但风险是:由于电压分散性(离散性),系统可以会一直停留在突发模式或是永远达不到突发工作模式.

LLC更适合于突发工作模式.如果用标准的方法来设计系统,则不能够调节到空载状态,即使在最高频率下也是如此.在最轻负载情况下,频率必须无穷大才能进入调节状态.能够很容易地选择一个电压来确保突发工作模式可以在最低负载时被触发,同时在其他负载情况下也能进入正常工作状态.这样突发工作模式可以让系统工作于空载状态.

59正常模式下输出功率特性(可以容易实现突发工作模式下的比较器电平设计)

10.8 PFC与半桥同时进入突发工作模式

在突发工作模式时,PFC在半桥变换器停止开关时就停止工作.绝大多数情况下,这样可以节省额外的功率消耗(通过降低PFC开关损耗来达到).

在某些条件下,半桥突发工作模式突发时间不是足够长来达到PFC调节水平.TEA1716,PFC可以持续工作直到PFC输出电压达到正确的值,以避免系统不稳定.

60 更长的PFC突发模式时间

10.8.1 突发工作模式与工常工作的交替

由于PFC及半桥谐振变换器之间在突发工作模式时会产生干扰,这样的话,有可能在某个输出功率下系统会在突发工作模式与正常工作模式二者之间跳变.

通常地,boost电压的波动会导致这种情况(此时输出功率在突发工作模式与正常工作模式的转折点).在这个功率点处,这个输出功率相对来说比较大了,会导致boost电压上有输入电压的纹波(工频纹波).

61 当输出功率接到近突发模转折点时的工作状态

 

10.9 突发工作模式设计指导

·        在突发模式时设计一个稳定的PFC输出电压

·        优化正常工作模式下的调节反馈环路,以及启动/关断/负载切换时的调节.反馈必须精确跟随输出电压.

·        当正常工作模式优化调节好后,即可以设计突发工作模式.

·        当每个突发时的周期次数最小(仅几个周期)时可获得最优效率.利用一个电阻来微调SNSBURST/SNSFB电路,设定SNSFB突发阈值及滞环电压范围.

·        前馈电容通常用在误差放大器电路里,必须检查不同工况下突发模式/正常工作模式下的系统状态.有时在一个状态下的稳定可能会导致另一个状态下的不稳定(虽然这不是期望的结果).

·        系统与元件误差在批量生产时变得十分重要.在设计时留下设计裕量可以满足这个分散点.

章节11通过实例展示了突发工作模式下设计方法.

10.10 突发模式下降低SUPHS处的电压

在空闲时间时,CSUPHS没有充电.

在正常工作状态下,HB节点处的电压转换到地电平,外部自举二极管(SUPHSSUPREG引脚之间)SUPHS电容充电.在突发工作栻上,由于有许多周期是没有开关动作,所以SHPHS引脚是没会充电的.而同时,SUPHS由于需要供给外部电路供电所以会缓慢放掉SUPHS电容上的电.当新的突发脉冲来后,SUPHS电压是低于常规工作模式下的电压.在第一个开关周期,Csuphs充电到正常水平.这点非常重要,在第一次重复充电周期内,SUPREG引脚不能够掉到保护电平10V 以下.

10.11 突发工作模式下的可听噪声

能量转换时对噪声的贡献不大,因为突发模式下输出功率较小.磁化电流,在较低负载/突发模式时,仍然反应着能量的大小.

变换器的开关时序及开关时间/速度能够产生可听见的噪声.噪声产生的机理是:磁化电流的中断导致机械应力.谐振变压器的磁芯是极易受影响然后就发现类似于扩音器的响声.

当在较高功率场合时进入突发工作模式,变换器能量同样也会增加产生噪声的风险.

10.11.1 谐振变压器结构设计措施

为了减小在特殊情况下的噪声,需要采用特殊结构的变压器.

一个有效地措施是通过将磁芯用阻尼材料(吸收振动)相互连接.这个也可以用来制作漏感.当噪声变得成为产品的关键因素时,也可以采用其他阻尼吸收措施.

62 变压器结构

10.11.2 突发工作模式时产生的功耗与噪声大小有关联

可听噪声的大小与在每个突发模式时的能量有关.

谐振变换器的磁化电流决定了系统功率(能量,低输出功率情况下).总的转换能量是十分小的.在较低功率输出时才启动突发工作模式可以下减少可听噪声.如果突发工作模式与正常工作模式转换点(功率转换点)选择得比较高的输出功率情况下,可听噪声越明显.

反馈电压超调

当负载电压增加时,系统转换到正常工作模式下.转换功率点是基于反馈电压.在某一特定的突发工作模式下,反馈电压会超调.系统保持在突发模式下(这时转换功率点是会比预期的要高).因为在这种情况下输出功率是比较大的,所以总的噪声也会比较大.

10.12 开启/禁用突发工作模式的开关

在电视机电源应用中,可以用微控制器来实现待机与常规工作模式的控制.

可以增加一个使能/禁用功能来防止谐振变换器在正常操作模式下短时间轻载时进入突发工作模式.SNSBURST引脚处增加一外部开关可以实现此功能.

63 使能/禁用突发模式功能

使能/禁用功能同样可以用来设计一个比较转换功率点.11.11.

10.13 不使用突发工作模式

如果突发工作模式不需要时,只需要让SNSBURST电压不跌落到3.5V以下即可,这样就可以防止它启动.

64 不使用突发工作模式

 

 

 

 

 

 

 

 

 

11 在突发模式下碰到的实际问题

可以通过下面方法一步步实现突发模式工作:

1.      测量LLC变换器正常时候的工作状态

2.      设定正常工作与突发模式工作之间的转换点(功率大小)

3.      设定SNSBURST电阻分压网络并预设滞环电压值

4.      检测突发工作模式工作情况

5.      实际中进行微调以达到最佳工作点/平衡点

6.      检查用于调节SNSFB的反馈中的一些潜在问题

 

11.1 在常规工作模式下观察LLC变换器的工作状态

如果知道反馈电压SNSFB电压与输出功率的典型关系,那这个可以做为突发转换电平选择的关键.

这个关系可以通过在常规工作模式下,推导得到全范围内的关系.

通过连接SNSBURSTSNSFB引脚可以禁止突发工作模式.SNSBURST电压不会掉到3.5V以下所以不会触发突发模式.此时RBURST1=0 Ohm.

改变输出功率大小并测量SNSFB引脚电压,方法如下:

·        测量几个静态的工作点

·        施加动态负载(见章节11.4及图68)

·        在突发模式时直接测量SNSFB电压.

5正常工作模式下实际测量值

65 实测输出功率与SNSFB电压的关系

 

11.2 确定进入突发工作模式的功率大小

突发模式转换点设定的目标是:

·        在较低输出功率时提高效率,得到较为平滑的效率曲线.

·        在一定功率水平下获得最低的功耗: 如空载及是待机状态(此时输出功率为0.25W)

·        以较低的噪声水平同时提高效率(降低损耗)

可以从输出功率与SNSFB引脚电压的曲线上得到选择合适的转换水平点.

11.3 计算SNSBURST电路参数以及选择SNSFB对应的电压

66 SNSBURST 标准应用设计

SNSBURST比较器电平是3.5V.

: Rs是可以选择的,它用来提高/优化总体的滞环区间(R1/R2的所设定的滞环区间独立的).通常,这个元件是不需要的所以他的值可以设定为0.

估计SNSFB/SNSBURST引脚上所需总的滞环范围:

SNSBURST引脚的滞环包括二个部分:

·        内部固定的30mV滞环电平

·        外部通过Rs/R1设定:  3UA*(R1+Rs)

所以:

:(65)

SNSFB突发模式换点电压: 5.83V

较小的滞环电压(SNSBURST): Rs=0 Ohm

预设的滞环区间: 30mV

SNSBURST/SNSFB引脚上的电压滞环会导致输出电压上叠加少量纹波.(67)

67  突发工作模式时序

11.4 检查突发模式工作状态

可以通过将负载从0加载到额定功率来全面检查应用的反馈状况.68显示的例子是:通过示波器观察锯齿波电流负载的调节行为.此方法可以用于突发模式前/后的系统应该检查.

68 检查全功率范围内的调节/工作状况

11.5 反馈电路调节

当设计一个输出电压感应电路时(这个用电路通过SNSFB引脚来提系统调节),有许多方面需要注意到:

·        全功率范围实现稳定的调节

·        平滑地启动性能(章节11.6)

·        负载切换时良好的动态性能(章节11.7)

·        突发模式下良好的动态性能达到最佳的损耗(章节11.8)

前面3个是所有的调节开关电源通用的.通常常规的设计即可以达到较好的结果.但是加入了突发工作模式会导致更加严苛和复杂.再加上能源节省的目标,这就使得在所有的情况下达到以上要求会变换更为困难.

11.6 启动状态时的输出电压

在绝大多数应用下,输出电压是平滑上升变得十分重要.

在一个包含突发工作模式下的系统里,通常的建议是:获得较好启动性能.启动时突发工作模式是禁用的.如果启动情况是正常的,系统会优化并进入突发工作模式,同时持续检查启动状态以便实现正常的功能.

11.6.1 误差放大器电路导致(带来)的输出电压波动

在误差放大器周边加一个电容回路以实现在负载变化时较好的系统调节.69给出了基本的电路及二个额外实际的电路.如果容性耦合效应太强,这会对输出电压在启动上升时有负作用.因为参考引脚处的电压上升速率比实际输出电压快,误差放器错误地认为额定输出电压已经达到了.它会通过反馈信号降低总的输出功率.这个影响即是表现出:在输出电压上升时会有间隔/打嗝(70).

适当地采用容性反馈可以预防此问题发现.

电容及与电容串电阻的值决定了容性反馈的效果.

动态响应(负载切换/突发工作模式)与启动性能之间需要权衡折衷处理.

69 利用容性通路实现反馈的例子

70 /坏的启动性能(情况)

11.6.2 通过SNSOUT引脚在启动时屏蔽突发工作模式

TEA1716提供了一个启动失效保护检测:SNSBOUT出现电压为2.5V.

在启动阶段时,输出电压在一个特定的时间内是低于Vfsp(SNSOUT)电压的.如果此时间不是持续太长,系统不会认为是故障状态.在启动时,SNSOUT电压低于2.5V,保护计时/数器开始工作.在常工作状态下,SNSOUT电压会在计数/时器结束前(到点即保护了)会超过2.5V,所以不会触发保护.

启动时,突发工作模式不会工作直到SNSOUT电压达到2.5V.这个功能可以避免在启动时额外的问题产生,如图70/71那样的情况.

如果有必要,启动时,SNSOUT引脚电压增加(过程)可以加以修正---强行禁止突发模式时间超过启动时间.通过这样的禁用方式,第一个调节周期是工作于常规工作模式.这可以通过增加一个电容到地来实现,这样的话可以防止系统在开始调节时不稳定的现象.

71 SNSOUT引脚电容到地

72 在启动时通过SNSOUT电压来实现突发模式使能与禁用

SNSOUT电压达到2.5V,突发模式即开始准备工作并一直保持能使能状态直到TEA1716停止工作或是重启.

11.6.3 启动时间小于半个工频周期

将启动时间控制于小于半个工频周期可以防止输入整流电压调制造成的影响.通常,可以通过将一个电容(此电容连接到SSHBC/EN引脚上)设定为220NF即可以达到16.6mS的启动时间.

73 由于输入电网电压的调制导致输出电压上升变化/波动(不是平滑上升)

11.7 负载跳变性能

测试突发工作模式下的负载阶跃(跳变)是比较严苛或是比较临界的:

通常地,最严酷/临界的情况是:

·        在突发模式后利用负载阶跃上升进入正常工作模式

·        在负载阶跃下降后利用阶跃上升进入突发工作模式

通常,获得最佳性能的方法是通过调节精确跟随输出电压.反馈调节立即起作用而且负载跳变不生产生问题.

在某些情况下,为了在轻载下获得更好的功率损耗性能,动态性能得到一些变化(修正).这个改变会导致反馈超调/欠调,这样会在没有负载跳变时产生一个延时.调整突发模式工作水平,滞环电压区间(章节11.3),或增加额外的电路(章节11.9.1)都可以优化轻载条件下的功率消耗.

74 突发工作模式下临界负载跳变情况

11.8 优化突发工作模式反馈性能

实现突发工作模式需要多次实际优化来达到满足各种要求:

需要检查的地方:

·        不同负载条件下的启动特性(平滑地输出电压上升过程:章节11.6)

·        负载跳变性能(章节11.7)

·        突发工作模式:不同负载情况下的稳定运行

·        突发工作模式:转换点(突发工作模式与正常工作模式)

·        突发工作模式性能:低的空载损耗或待机损耗

·        正常操作模式:高功率情况下的稳定调节

75给出了一种调节与优化的设计方法


75  执行以及优化突发工作模式的方法

11.9 为达到空载时最佳性能从而减短突发工作时间

TEA1716突发模式的建立是通过利用一个极高的输出电流来实现.(此电流是在启动时第一个周期产的).正常情况下,由于开关频率相对来说较高,接下来的开关周内期输出的电流变得十分小了.

在第一个周期输出最大功率/电流可以获得最小的损耗,并且限制了其他开关周期下产生的损耗.

较短的突发工作时间可以通用下面方法得到:

·        选择一个相对高一点的突发模式转换功率点

·        一个较小的突发模式滞环区间

·        通过一个外部开关强行得到较短的突发工作时间

11.9.1 通过外部开关获得较短突发时长/

SNSOUT提供了一个在突发工作模式下时信号同步功能.这个信号可以用来拉低SNSFB引脚上的电压(它比常规的利用反馈信号要快).此同步信号即可以较早地停止突发工作模式(得到较短的突发工作时间).

76为工作原理.SNSOUT引脚上的电容决定了开关何时关闭.电阻Rswitch决定了需要从SNSFB引脚抽取的总的电流(用来临时降低SNSOUT电压).当三极管用作开关管时,也需要将基极电流考虑进去.如果使用MOSFET,则要选择一个较低的驱动电压水平的MOSFET(Vgs<3V).

要记住,原则上,通过二次侧误差放大器来进行SNSFB调节用来补偿SNSFB引脚上的较低的电压.之所以本节所说方法也可以很好的工作,这样因为时间短且限制了动态响应.

76 利用SNSOUT信号驱动外部来获得较短突发工作时间

77  通过外部开关获得较短的突发工作时间

11.10 突发工作模式应该过程系统中误差的影响

78 参数/误差分布对突发模式的影响

11.10.1 功率传输曲线

功率传输曲线会放大误差的影响.

11.10.1.1 平滑曲线 (A)

平滑曲线(A)的得到(之所以能够有这样的结果): 是因为小的频率(也即较小的反馈电压变化)会导致较大功率变化.这个特性是典型的在接近频率工作频率时的特性,此时频率与输出功率大致上不相关.

这个曲线非常适合高效率的应用场合:如同步整流应用.

此传输曲线在突发工作模式下不是非常适合.因为一个较小的参数/误差改变会对输出结果有显著的影响.章节11.11中加入的额外电路可以防止突发工作模式下的绝大部分问题(如果需要使用特性曲线A的话).

11.10.1.2 渐近曲线(C)

渐近曲线(C)的得到(之所以能够有这样的结果): 是因为得到功率的变化需要大范围的频率改变(也即较大反馈电压变化).这个曲线典型应用在:最大功率工于频率频率(最佳频率),以及频率增加随着输出功率降低.输出电流工作于连续电流工作模式下(即下个周期开关管关断输出电流与不到0).

此传输曲线是适合于工作在突发工作模式下,因为由于误差导致对系统性能的影响较小.

11.10.1.3 改变传输曲线的特性

将传输曲线从类型A转换到类型C时的一个基本方法是: 略微调整LLC变压器匝比或是输入/出电压比.

11.10.1.4 二次侧同步整流(SR)

当采用使用同步整流时,曲线A通常用来实现同步整流.加入额外的突发模式使能/禁用电路可以决定这二个模式之间的功率切换点.(章节11.11)

11.11 外部使能/禁用突发模式电路

可以通过外部功能禁用或使能突发工作模式,这样可以更好的决定进入与退出突发工作模式的功率点.

TEA1716正常的应用中,SNSFB电压用来决定系统何时进入或退出突发工作模式.由于SNSFB电压取决于许多因素,所以转换点的精确度受限.

79给出了一种利用外部电路来实现突发模式控制的方法.

这种电路带来的好处是:当二次侧感应电路由于其他要求是仍然需要时.利用一个包含有各种功能的IC可以较容易实现较好的精确度.

79 通过输出电流感应来实现突发工作模式的使能与禁用

11.11.1 选择突发模式时的输出功率大小

当采用外部突发模式禁用/使能功能时,SNSBURST引脚的功率水平可以更为自由地设定.(在突发模式下的工作频率).

在标准的应用设计中(66),在突发模式下功率/工作频率大小与进入/退出突发工作模式电平接近.这是一个较高频率但反映着较小的功率水平.

通过一个较低的工作频率(利用R1&R2的值)来让每个突发周期内获得更多的功率,这样系统效率就会更高.同时,由于每个周期的功率足够多了,所以突发模式时导通时间可以选择比较短.

 

80 利用外部突发模式禁用/使能功能: 设定较低功率转换点(相对于SNSBURST预设水平)

81 在大功率输出时,利用外部电路实现突发模式使能/禁用

 

 

 

 

 

12保护功能

12.1 保护功能概览

6IC保护功能概览

保护部件名称(保护范围)

符号

保护功能

影响的范围(元件)

保护时发生的动作

具体描述章节

IC

UVP-SUPIC

SUPIC引脚欠压保护

IC

IC功能失效(不工作)

6.1.5

IC

UVP-SUPREG

SUPREG引脚欠压保护

IC

IC功能失效(不工作)

6.4

IC

UVP-suplies

供电欠压保护

IC

IC不工作并重启

-

IC

SCP-SUPIC

SUPIC引脚短路保护

IC

较低的高压启动电流

6.1.5

IC

OVP-output

输出过压保护

IC

IC关断

12.3.1

IC

FSP-output

启动失效保护

IC

过了保护时间后IC重启

12.3.2

IC

OTP

过温保护

IC

IC功能失效(不工作)

12.2.1

PFC

OCR-PFC

PFC过电流调节

PFC

开关关断(逐周期)

8.4

PFC

UVP-mains

输入电压欠压保护

PFC

保持开关

8.6.1

PFC

OVP-boost

boost引脚过压保护

PFC

保持开关

8.5

PFC

SCP-boost

boost引脚短路保护

IC

IC重启

8.2.2

HBC

UVP-boost

boost引脚电压欠压保护

HBC

谐振控制器失效(不工作)

9.1

HBC

OLP-HBC

谐振变换器开环保护

IC

过了保护时间后IC重启

9.5.3

HBC

HFP-HBC

谐振变换器高频保护

IC

过了保护时间后IC重启

9.4.4

HBC

OCR+HBC

谐振变换器过电流调节

HBC
 IC

HBC: 提高IC频率
IC:
过了保护时间后IC重启

9.7.1

HBC

OCP+HBC

谐振变换器过电流保护

HBC

逐渐达到最高频率

9.7.2

HBC

CMR

容性模式调节

HBC

提高IC频率

9.3.2

ANO

自适应防直通功能(自适应的非重叠时间/死区时间)

HBC

防止开关管直通损坏

9.3

12.2 IC保护功能

12.2.1 过温保护 (OTP)

TEA1716内部有一个十分精准的过温保护设计.IC结温超过过温度点保护点(140)的时候,IC进入热保持状态,只有当温度降低10度后才能退出此保持状态.

电路恢复时,是完全的软启动方式,包括PFC及半桥谐振器的软启动.

12.3 SNSOUT保护

82 SNSOUT引脚功能

如图82, 

·        输出过压保护: SNSOUT>3.5V,锁死保护

·        输出启动失效保护: 此时SNSOUT<2.5V并带保护计时器. 此保护仅在启动时有效. 在此之前他会关掉突发模式直到此PIN超过2.5V. (一次即可).

12.3.1 输出过压保护(OVP)

TEA1716通过监测半桥谐振输出电压来进行过电压保护, 此保护功能是复用在SNSOUT引脚上.

12.3.1.1 辅助绕组

对于隔离变换器,可以通过检测谐振变换器副边的辅助绕组来实现谐振变换器的输出电压检测.为了更精确地检测到二次侧的电压(初级线路的辅助绕组电压),需要比较特殊的变压器结构来实现.

此绕组需要有与二次侧良好的耦合,同时与原边绕组耦合程度最小以达到不影响工常的工作.通过这样的变压器绕组,可以得到比较好的输出电压检测.(5及章节6.2.3.1)

可以用三层绝缘线来满足绝缘及耐压要求.

12.3.1.2 保护机理

SNSOUT通过外接的整流及阻性分压网络感应输出电压,SNSOUT的电压超过3.5V,OVP触发,IC进入锁死保护关机状态.

12.3.1.3 连接外部检测电路

锁死保护需要外加检测电路,可以通过在SNSOUT引脚上加一个串联二极管实现.

12.3.1.4 锁死保护

只有当SNSOUT电压高于3.5V时才进入此保护模式.

复位锁死保护: 当发生锁死保护时,可以通过如下动作复位:

·        SUPIC引脚电压跌落到7V以下,同时SUPHV引脚电压低于7V

·        SNSMAINS引脚电压跌落到0.8V,然后再上升超过0.85V

·        SSHBC/EN引脚被拉低到1.2V以下(PFC功能使能的电平水平)

绝大情况下, SNSMAINS的复位要先于SUPIC/SUPHV复位.这种现象下重启,要比锁死复位利用SUPIC/SUPHV引脚电压要快.

如果中断输入电压来复位,仍然需要一段时间来将SNSMAIN 电压降到0.8V以下. 这个时间取决于SNSMAINS周边电路以及输入电压的大小.另一个方面:整流桥的漏电流能够让SNSMAINS引脚电压增加(因为整流母线电容存在,反向电流可以从整流桥二极管里流通).在温度不高的场合,反射漏电流可以忽略不记,但是在高温条件下,这个参数会变得很显著.

还可以通过外部(如采用单片机)控制SSHBC/EN引脚来实现复位.

12.3.2  启动失效保护FSP

TEA1716通过检测启动时半桥输出电压来进行欠压保护,此功能是通过SNSOUT引脚来实现(复用).

12.3.2.1 保护机理

SNSOUT通过外接的整流及阻性分压网络感应输出电压,SNSOUT电压达到2.5V之间,启动保护计时器RCPROT激活.

当计时器达到保护点的时候,欠压保护被触发,控制器停止工作.重启计时器然后开始重启控制器.

在启动阶段, SNSOUT电压上升能够被影响(控制)并来定义突发模式禁用周期.一个比较长的突发模式禁用周期能够有效地预防在启动阶段的系统不稳定调节.

12.3.3 OVPFSP的组合

12.3.3.1 线路配置

下面是一些配置例子说明SNSOUT引脚上某些功能可以禁用.

·        OVP工作但FSP禁用(12.3.3.2)

·        FSP工作但OVP禁用(12.3.3.3)

·        FSP/OVP都禁用(12.3.3.4)

: 在这里例子里,突发工作模式还是可以实现,因为它不依赖于FSP的功能.

12.3.3.2 OVP使用但FSP禁用

在某些应用场合下,SNSOUT引脚上的FSP功能必须被禁止激活. 可以通过一外加电路让SNSOUT电压强行高于2.5V即可禁用FSP功能.

实例:

可以通过外部固定的电阻分压网络连接一个二极管到SNSOUT,在电阻分压分压,通过隔离的二极管将高于2.5V的电压送到SNSOUT, 此电路不是太精确但是可以基本上实现FSP功能的禁用.

: OVP功能仍然有效,因为二极管(自身的正向导通电压)反向隔离了的电压使其达不到3.5V之上.

83 禁用SNSOUT引脚FSP功能

12.3.3.3  FSP使用但OVP禁用

在某些应用场合下,SNSOUT引脚上的过电压保护功能OVP必须被禁止激活. 可以通过一外加电路让SNSOUT电压不高于3.5V(高于3.5V系统进入锁死保护)即可禁用OVP功能.

实例:

可以通过外部固定的电阻分压网络连接一个二极管到SNSOUT,在电阻分压分压,通过隔离的二极管将高于2.5V并低于3.5V的电压送到SNSOUT, 此电路不是太精确但是可以基本上实现OVP功能的禁用.

: FSP功能仍然有效,因为二极管(自身的正向导通电压)的隔离作用.

另一个可能方法是通过加一个稳压二极管在SNSOUT引脚上以限制此引脚上的电压.

84 禁用SNSOUT引脚OVP功能

 

12.3.3.4  OVPFSP 功能均禁用(datasheet有误,写成OVP and UVP)

如果这二个功能都不需要的话,可以通过电阻分压让SNSOUT处电压在2.5V-3.5V之间,利用SUPRGE上的固定电压来实现电阻分压即可.

 

85 禁用SNSOUT引脚OVPFSP功能(datasheet有误,写成OVP and UVP)

12.4  保护计时器(定时器)

TEA1716有一个可编程的计时器用来作各种保护的定时功能,此计时器可以用于下面二种方式:

·        作为保护计时器

·        作为重启计时器

二种不同类型的计时器值的大小能够独立的预先调节(通过一个外接电阻以及PCTROT引脚上的电容).

12.4.1 RCPROT功能框图

86 RCPROT功能框图

12.4.2 作为保护计时器使用

87 RCPROT保护计时器工作时序

87显示了RCPROT作为保护计时器工作时的时序,当有故障状态发生时,一个100uA的恒流源开始向RCPROT引脚及外部电容充电,电压以指数形式上升(RC充电).当上开关比较电平达到4V,保护时间即结束,相对应的保护动作启动.然后恒流源停止充电,RCPROT引脚上的电容通过外接电阻放电.

当故障状态在还没有达到4V时就消失了,恒流源停止充电,RCPROT引脚上的电容通过外接电阻放电,并无需其他动作.

如果故障一直持续,系统在停止与重启之间波动.

保护计时器则通过如下步骤激活:

·        SNSCURHB引脚上的过电流调节

·        高频保护

·        SNSFB引脚的开环保护

·        SNSOUT引脚处的启动换效保护(仅在启动时)

12.4.3 RCPROT作为重启计时器使用

88 RCTROT作为重启计时器作用

在某些特定的故障下,它能够暂时性地禁用IC. 特别是当故障状态发生会造成元件过热时,暂时关掉IC十分有用.关掉IC后可以让元件降温,然后IC进入重启自动恢复.重启计时器决定了重启的时间.

一般地,电容会放电到0V.当重启发生时,2.2mA的电流对外部电容快速充电直到达到4V(上开关).当外部电容充电后,RCPROT引脚呈现出高阻态同时外部电容对电阻放电.当下开关处比较电平达到0.5V,重时间达到.IC 进入重启同时外接电容进一步放电.此种情况仅在SNSBOOST引脚上出现短路保护时才触发.

12.4.4计时器功能时间计算

重启时间决定于时间常数t_RCPROT (RC决定)

利用时间常数以及需要的保护时间t_prot,通过方程53可以算出RC的值:

例子:

• t_restart =500ms

• t_prot=30ms

• t_RCPROT= 240 ms

• R=341k

• C=705nF

 

 

 

 

 

 

 

 

 

13 其他建议及设计技巧

13.1 PCB layout

13.1.1 总则

TEA1716一个封装包括二个相对独立的部分,PCB上进行一定的隔离可以防止交叉干扰.

13.1.2 关于地

IC下面的SGNDPGND直接连接在一起可以避免误干扰.

星型接地方式可以最大程度上减少变换器干扰及信号检测干扰.在本系统中,中心点可以选为Vboost电容的地上.

信号测量时避免大电流流过地线走线回路中. (此句好像不应该出现在datasheet)

13.1.3 电流回路

89  接地方式以及电流回路(PFC驱动及半桥低压驱动回路)

13.1.4 接地连接示例

90 Layout接地示例(星型连接点位于boost电容处)

13.1.5 其他

13.1.5.1 连接SNSCURHBC(PIN17)

将串联电阻尽可能靠近PIN17(SNSCURHBC)引脚,这样可以避免干扰引入.同时,也可以避免来于自于PIN17与半桥走线(走向PIN15)之间的容性耦合(这二者之间有高的dv/dt信号).

13.1.5.2 CFMIN(PIN19)

振荡电容用短的走线接接在PIN19(CFMIN)PIN18(SGND)之间,这样可以避免外来电/磁场的信号干扰.

91 SGND,PGND,CFMIN,SNSCURHBC,SNSBURST引脚的连接示意

13.2 入门/调试实际电路

当新做项目时或是调试时碰到问题的时候,最好的办法是一步一步启动电路功能.这样可以最大程度定位故障位置以及免受(减少)其他电路的干扰.

如下提供一种调试的步骤:

·        去掉保护电路仅仅让半桥电路工作

·        去掉保护电路让半桥电路工作并采用可变直流电源做为输入

·        半桥电路工作并保留保护电路

·        只让PFC工作

·        PFC与半桥谐振同时工作

最好的方法是最开始检查半桥谐振变换然后再是PFC变换器.

13.2.1 只有半桥电路工作

92给出了这种工作方式的调式方法及步骤. 此时可以在变压器输出加一个中等大小的负载电流用来看看变换器/控制器工作是否正常.

实际小技巧: PFC功能禁用的时候,如果在输入端加入AC或是DC电压, BOOST电压然后可以得到.

通过如下步骤来调节输入的Vboost电压(相对于变桥变换器而言,其输入是BOOST总线电压)来检查变换器的调节率:

1.      初始状态时,Vboost=0V.

系统频率较低,且占空比小.这是因为:Vboost电压很低的时候,半桥变换器检测电路不能正常的工作并且其内部的斜率检测没有检测到一个合适的斜率(较快的斜率)。当外部SNSMAINS以及SNSBOOST引脚上的电压从2.7V降到低于2.5V的时候,系统会对PFC工作与否快速进行检查.降压这个电压会看到GATEPFC有门极驱动脉冲出现.改变这个电压可以看到开通时间的改变.当这个检查过后,将电压提升到2.7V来继续让半桥变换器部分进行启动.如章节13.2.2.1所述.

2.      增加Vboost电压

在某一输入电压下,半桥检测电路能正常工作,但此时工作频率是最小工作频率.如果半桥斜率仍然比较慢,那么输出电流也很可能较小.增加输出电流很有可能会让半桥工作于正常的工作状态.

3.      Vboost电压增加到接近正常/额定工作电压的时候,输出达到了正确的电压值同时调节回路开始工作.这样系统工作频率增加(跟随着输入电压的增加而增加)直到达到Vboostr 额定工作电压.

4.      当半桥控制器基本功能正常的时候,此时如果SNSFB调节功能也正常,那么我们可以一步步加入保护功能.这时可以进行系统的功能选择/性能调试.

5.      如果是采用外部供电调试的话,Vboost电压建立起来后系统工作良好的话,可以使用自供电的方式.此时系统应该可以采用内部高压电源并通过辅助绕组来代替SUPIC供电.

:

1.      如果在调试或系统启动的时候,发生了保护,需要将SUPIC电源关掉并重新开启才能复位锁死保护.

2.      此时突发模式预调节可能还是不正常.突发模式的引入会让系统调试更为复杂.为了避免在调试中引入突发工作模式,PIN20 SNSBURST上的电压可以暂时将其设为高平.短路PIN20 SNSBURSTPIN21 SNSFB也一样有效果.

 

 

92 只有半桥谐振部分工作时的调试步骤

93 仅在HFC 工作时,增加Vboost电压时对应的典型信号波形

下面列出来引脚与保护之间的状态,这些状态可以用来检测系统发生了什么:

1.      SSHBC/EN

当此引脚电压降低的时候,表明某个保护发生了并让系统走向更高的频率

2.      CFMIN

当出现容性工作模式或是半桥斜率检测不正确的时候,可以看到此引脚的振荡信号是比较缓慢的.

3.      PGND/SGND

如果IC检测到半桥工作时零电压输入的时候,它表明这些引脚间的连接不存在.门极驱动电流会导致产生假的半桥斜率检测.(此处似乎不太明朗)

4.      SNSCURHBC

任何在此引脚产生的干扰(电压毛刺/尖峰)都会导致系统频率增加.

5.      SNNOUT

正常工作时,这个引脚的电压必须在2.5V(或者至少有一次超过2.5V)3.5V之间.可以通过设定一定的电压屏蔽掉此保护. 但是它与SUPIC引脚有关(一般连接电阻分压网络),SUPIC是由外部供电的时候,电压值是比较准确的.

6.      RCPROT

通过向计时器充电电容充电来实现多重保护功能.

13.2.2 仅让PFC工作

SSHBC/EN电压强制保持在低于2.2V的时候,半桥功能禁用.同时这个电压高于1.2V能够保持PFC部分工作. 可以通过外部电源施加一个大概 1.5V的电压在SSHBC/EN引脚即可以实现:关掉半桥谐振功能,保留PFC功能.

此时调试类似于半桥部分,但为了更安全,连接在半桥高压侧开关上的Vboost可以断开连接.另外,一个小负载接在Vboost上可以防止电压过冲并控制输出带载能力.

94 保护PFC功能的调试

13.2.2.1 不接输入电压进行IC功能检测

在不接入输入电压的情况下,可以从GATEPFC引脚上看到驱动脉冲.可以减少SNSMAINSSNSBOOST引脚上面的电压(当然是外接的)到低于2.5V,可以看到更长时间的开通时间(即此电压越小,占空比越大). 参见13.2.1. 当低于0.89V,脉冲因为SNSMAINS 欠压保护而停止, 当电压上升到1.15V以上时系统开始重启.

95 在没有输入电压的情况下,降低SNSBOOSTSNSMAINS上的电压对应的GATEPFC的脉冲波形

13.2.2.2 有输入电压时IC的工作状态检查

对于逐渐提高输入电压来启动PFC部分,没有简单的方法来调试.通过加上全部的输入电压来观察PFC的功能正常与否.移去所有接在SNSMAINSSNSBOOST引脚之间的外部电源.

如果发生了输出电压过高的问题,可以临时增加SNSBOOSTGND之间的输出检测电阻的值来调节.但这会导致一个比较低的输出电压调节率.

DC而不用AC输入来检查PFC部分是相对来说更容易,在示波器上可以吏好的观察,也可以得到更稳定的信号来评估系统.

13.2.2.3 半桥与PFC一起工作

当半桥变换与PFC变换器二个相对独立工作的时候,我们可以同时观察他们的工作状态.移去帮助启动及用来调试的所有外部电源.

: Vboost的纹波电压 (正常情况下就会有),作为补偿,半桥谐振变换器同倍会产生一些连续的频率波动. 在高功率输出情况下,Vboost上的纹波电压也会更大.

 

 

 

14 应用实例

14.1 IC评估测试系统建立实例

96介绍了一个IC测试/评估系统,这评估系统包括:

·        检查IC是否仍然是好的,功能完善的(没有缺点或损坏)

·        在整个系统干扰较少的情况下,评估IC的一些特定的功能或引脚属性

96 一个基本的IC测试架例子(28V低电压系统供电)

14.2 90W笔记本适配器实例

97 90W笔记本适配器电路图

98  90W笔记本适配器原理框架图

15 缩写

7缩写

Acronym   缩写名

 Description   描述

中文

ADT  

Adaptive  Dead Time

自适应死区调节

BCD  

Bipolar  CMOS DMOS

双极性CMOS DMOS

CMR  

Common-Mode  Rejection

共模注入

EMC  

ElectroMagnetic  Compatibility

电容兼容

EMI  

ElectroMagnetic  Interference

电容干扰

FSP

 Failed  Start Protection

启动失效保护

HB  

Half-Bridge

半桥

HBC

 Half-Bridge  Converter

半桥变换器

HFP  

High-Frequency  Protection

高频保护

HV  

High-Voltage

高压

IC

 Integrated  Circuit

集成电路

LCD  

Liquid  Crystal Display

液晶显示器

LLC

 Resonant  tank or converter (Lm +Lr +Cr in series)

谐振变换器/网络

OCP  

OverCurrent  Protection

过流保护

OCR  

OverCurrent  Regulation

过流调节

OLP  

Open-Loop  Protection

开环保护

OPTO

 OPTO-coupler

光耦

OTP

 OverTemperature  Protection

过温保护

OVP

 OverVoltage  Protection

过压保护

PCB

 Printed-Circuit  Board

印刷电路板

PFC  

Power  Factor Converter

功率因数变换器

PWM

 Pulse  Width Modulation

脉宽调制

SCP

 Short  Circuit Protection

短路保护

SOI  

Silicon-On  Insulator

硅晶绝缘体

UVP

 UnderVoltage  Protection

欠压保护

 

 

 

16 法律及免责声明

此节不译,.

17 图表索引

此节不译,.

18 目录内容

见目录,.

19参考资料

1.NXP website: www.nxp.com

2.NXP Application note: AN11179TEA1716 resonant power supply control IC with PFC, Rev.1- 9 January 2013 http://www.nxp.com/documents/application_note/AN11179.pdf

3.NXP Product data sheet: TEA1716T, Resonant power supply control IC with PFCRev.3- 30 November 2012 http://www.nxp.com/documents/data_sheet/TEA1716T.pdf

4.NXP User manual: UM10557TEA1716T 90 W notebook adapter demo board,Rev.1-10 December 2012

http://www.nxp.com/documents/user_manual/UM10557.pdf

5.NXP block diagram: http://www.nxp.com/documents/block_diagram/aaa-000764.gif

20译者后记

~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~ NXP Semiconductors AN11179

TEA1716 resonant power supply control IC with PFC

 

© NXP B.V. 2013. All rights reserved.

For more information, please visit: http://www.nxp.com

Date of release: 9 January 2013

Document identifier: AN11179

 

译者注: 尊重知识产权,尊重原版资料,勿作商业用途。译者不对译文内容负责,仅作为技术交流及兴趣爱好所译,一切以NXP官方网站资料为准。

本人承接电力电子方面/电源设计方面英文资料翻译(也可以中译英),包括且不限于:英文书籍,元件规格书,应用手册,设计参考,英文论文等.本人从事电力电子行业设计多年,能够把握译文准确度(可看样章)及可读性,收费合理. 联系方式274303910@qq.com , 如有需要,请联系及帮忙推广,谢谢!

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