万正芯源声明

 

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Infineon-XDPS210X强迫频率谐振反激控制器规格书

--- 基于固件版本: V1.4,适合于可变输出电压设计

原官官英文原档版本:Revision 2.12018-09-12

中文翻译版:V01, 2019-01-09

 

注:

1.      本文稿中不区分MOSFETG极的翻译,即栅极或是门极,均表示G极。

2.      本文稿中对Brown-in/Brown-out功能暂不作翻译。

3.      本文稿中对burst mode仍旧翻译为突发工作模式。

4.      本文稿中标红的部分可能存在疑,以官方英文为准。

产品亮点

l  集成600V的高压启动单元,可实现快速启动以及直接采样母线电压

l  多模工作模式,强迫频率谐振模式(FFR),以及CCM模式

l  原边侧输出过压保护

l  极点空载输入功率,能满足任意严苛的法规要求

l  留有UART接口,可以自由配置

产品特色

l  多模工作模式,QBMDCMCCM

l  CCM模式下斜率补偿

l  用于强迫频率谐振模式的ZVS门极驱动信号

l  内置保护模式

l  市电接入/退出功能(通过集成HV启动单元实现)

l  无铅,RoHS合规

l  IEC61249-2-21S标准无卤工艺

应用场合

高密度适配器/充电器。

产品验证

依据JEDEC47/20/22规范相关测试进行工业应用品质验证。

描述

XDPS210X是基于反激拓扑的数字化PWM控制器,可以用于高密度电适配器/充电器设计。DSO-12器件封装集成了丰富的功能,因此只需要少量外部器件即可以实现设计要求。芯片内部集成的ASSP数字化引擎为多模工作模式和保护功能提供了先进的控制算法。另外,芯片内还集成了一个一次可编程单元(OTP),这可以提供许多参数的自由配置,这对于特定专门的系统设计很有帮助。

1 典型应用图

目录

目录

万正芯源声明... 1

注:... 2

产品亮点... 2

产品特色... 3

应用场合... 3

产品验证... 3

目录... 4

1.     引脚定义和功能... 7

2.     典型电路框图... 8

3.     芯片介绍... 9

4.     功能描述... 10

4.1      电源管理... 10

4.1.1    Vcc电容充电和启动时序... 11

4.1.2    Brown-in检测... 12

4.1.3    Brown-out响应... 12

4.1.4       静态突发工作模式中的工作情形... 13

4.1.5       在锁死或是自动重启过程中的bang-bang控制... 14

4.2      控制特色... 16

4.2.1       基于输出电压的反射电压检测以及Vcs偏置电压计算... 18

4.2.2    Vbulk母线电压检测(基于HV启动单元)... 23

4.2.3       传播延迟补偿(PDC... 23

4.2.4       软启动... 25

4.2.5    CS引脚处的前沿消隐(LEB) 26

4.2.6    CS引脚处毛刺消隐,作为二级OCP(OCP2) 26

4.2.7    GD0 GD1驱动输出... 27

4.2.8       多模工作模式... 28

4.2.9       频率抖动(抖频)... 31

4.2.10      静态突发工作模... 32

4.2.11      突发模式退出... 35

4.2.12      强迫频率谐振模式(FRR) 36

4.2.13      斜率补偿的CCM.. 39

4.2.14      GPIO引脚的UART功能... 40

4.3      保护功能... 41

4.3.1       自动重启模式(ARM) 41

4.3.2       锁死模式(LM) 42

4.3.3    VCC欠压关闭(VCCOFF) 42

4.3.4    Brown-In 保护(BIP) 42

4.3.5    Brown-Out 保护(BOP) 43

4.3.6       第一级过流保护(OCP1) 43

4.3.7       第二级过流保护(OCP2) 43

4.3.8    CS引脚高电压检测功能(CSHigh) 44

4.3.9    CS引脚短路保护功能(CSSCP) 44

4.3.10      MFIO引脚高电压(CSHigh) 44

4.3.11      内置过温检测(intOTP) 44

4.3.12      原边侧过电压保护(VoutOVP) 45

4.3.13      过功率保护/过载保护... 45

5.     固件烧录配置... 46

5.1      利用dpVision进行参数配置... 46

5.2      可配置的参数和功能概览... 46

5.2.1       配置的参数和功能... 46

6.     电气特性... 48

6.1      定义... 48

6.2      绝对最大值... 49

6.3      封装特性... 50

6.4      工作范围... 50

6.5      特性... 51

7.     封装信息... 60

7.1      器件外形尺寸... 61

7.2      PCB引脚及包装... 61

8.     丝印标识... 63

9.     附录... 63

9.1      GP0/GP1引脚处的需求最小容性负载... 63

10.      参考资料... 64

11.      版本历史... 65

深圳万正芯源有限公司联系方式... 65

万正芯源版权声明... 66

 

1.    引脚定义和功能

2 XDPS210X引脚分配

1 引脚定义和功能

符号

引脚

引脚类型

功能

ZCD

1

I

过零检测

ZCD引脚连接到辅助绕组上作为过零检测功能,以及正电压测量

MFIO

2

I

多功能输入输出

MFIO连接以光耦输出,用于提供PWM模式工作时的放大误差信号

GPIO

3

IO

通用数字输入输出接口

GPIO引脚提供了一个UART接口直到Brown-in,在正常工作模式下,它转变为一个弱下拉模式,并禁用UART功能。

CS

4

I

电流采样

利用外部分流采样电阻检测功率MOSFET上的电流

HV

5/6/7/8

I

高压输入

HV引脚连接到整流桥后的母线电压,内部人600V高压启动单元作为VCC充电的初始化。同时提供Brown-in以及Brown-out检测功能。

GD1

9

I

FFR信号驱动输出

GD1提供驱动脉冲信息用于初始化强迫频率谐振模式工作

GD0

10

O

驱动输出

驱动输出直接驱动主MOSFET

VCC

11

I

正电源供电

IC电源

GND

12

O

功率和信号地

2.    典型电路框图

3IC顶层功能框图。

3 XDPS210X典型原理框图

3.    芯片介绍

XDPS210X是一个数字化AC/DC电流控制器,适合于高功率密度适配器设计。芯片提供了一个可配置的多模工作(由副边侧环路反馈信号控制)。它可以工作于CCM下,也可以在负载和输入大小不同时工作于强制频率谐振模式。此特性可以方便地实现高功率密度的电源设计。

内嵌的数字化核提供了先进的算法,以实现多模工作模式并提供丰富的保护特性。集成了专门的模拟和混合信号,可以实现低待机功耗。

       IC通过一套先进的可配置的参数和状态机,这对于一些特定的设计(对要求严苛的场合)很有帮助。参数可以通过GPIO引脚实现在线配置。第五章包含了XDPS210X的默认参数,以及对应固件版本。进一步,还提供了一个映射表,它里包含了定义的固件符号和相关的数据表参数。每一个参数均在第6章电气参数一节中列出。

       附录第9章提供了额外的信息,它包括一些测试条件或是特定的电气参数。

       10章提供了相关参考文档。

4.    功能描述

功能描述提供了芯片集成功能和特性,以及它们之间的相互关系。这些参数和方程均是基于典型温度Ta=25C的情况。第6章给出了这些参数的最大值和最小值。

芯片功能描述如下:

电池管理(4.1章节)

控制特性(4.2章节)

保护特性(4.3章节)

4.1     电源管理

10章提供了相关参考文档。电源管理是用于确保芯片可靠稳定工作的前提。根据不同的工作模式,电源管理单元能够以不同的VCC供电方式运行,并提供brown-in检测,各部分功能分述如下:

VCC电容充电及启动时序(章节4.1.1

Brown-in检测(章节4.1.2

Brown-out保护响应(章节4.1.3

在静态突发工作模式(QBM)(章节4.1.4

在锁死模式下(LM)bang-bang控制(章节4.1.5.1

在自动重启模式的bang-bang控制(4.1.5.2

4.1.1      Vcc电容充电和启动时序

通过连接到母线电阻的RHV电阻,HV引脚主要有二个功能。即VCC电容充电,以及母线电压监测。

在冷启动开始时刻,耗尽型高压启动单元是开通的。一旦交流AC电压施加到电路上,开始向母线电容充电,充电电流即通过RHV电阻流向HV引脚。通过集成的二极管D1,充电电流会对外部VCC电容充电(见图5)。一旦VCC电压超过阈值电压Vccon=20.5V,启动单元关断,捉襟见肘IC使能,接下来大约1.2mS内为固件启动时序。母线电压brown-in以及Vcc brown-in条件是一直在检测。一旦这二个均超过brown-in电压水平,会最早在1.2ms启动序列后,软启动控制会产生第一个GD0脉冲。VVCC电压下跌直到辅助绕组(VVCCSS)接管供电(如图4所示)。为了保证系统正常启动和工作,VVCC供电电压必须一直大于VCCOFF=7.2V(见4.3.3)。

4 典型启动时序

4.1.2      Brown-in检测

一旦IC激活,brown-in检测功能则使能,即可以用于进行brown-in保护,这是通过测量流入HV引脚的电流来实现的,如果输入brown-inVCC下降到VCCBI之前没有检测到的话,高压启动单元测量会使能直到VCC降低到VCCOFF

4 典型启动时序

4.1.3      Brown-out响应

当发生brown-out时,芯片会关掉驱动输出,并保持在激活状态。同时,VCC关断门槛电压从VVCCOFF切换到VCCoffBO=9.6V。这个电压高于VVCCOFF,它用于更快的系统重启。

4.1.4      静态突发工作模式中的工作情形

IC进入到静态突发工作模式时,IC会重复进入休眠模式,在这个过程中,IC消耗电流减少到IVCCQUBM2=460uA。通过内部的比较器C5/C6来控制MFIO引脚的电压VMFIO,这即为反馈控制电压,它用来控制芯片从休眠模式中唤醒或是进入。

6 突发模式控制

为了系统正常工作,VVCC电压必须一直高于门槛电压VCCOFF,哪怕在突发关断时阶段图7即为典型的突发工作模式下的信号,以及VCC和相关电流消耗的情况。

7 突发模式工作

4.1.5      在锁死或是自动重启过程中的bang-bang控制

在芯片锁死以及自动重启时,Bangbang控制模式可以允许IC在没有外部VCC供的情况下工作。它通过设定的bangbang模式的开通阈值VVCCBBon(对应锁死以及重启)直接来控制调动启动单元。在锁死模式下,HV启动单元开通阈值设定为VVCCBBon=7.5V。而在自动重启模式下,会一个额外的待机计时器用于激活HV高压启动单元,这个时间为500mS,这用于将VCC电压保持一直在brown-in阈值VccBI=9.1V以上。这样重启动作可以在一个额外的VCC brown-in周期时发生。由于在自动重启间隙时间内消耗的电流极低,高压启动单元总是通过500mS的计时器延时后开通。

8 HV高压启动单元的bangbang控制

4.1.5.1  在锁死状态中工作情形

如果芯片进入锁死模式(章节4.3.2),芯片会停止开关动作,VCC消耗的电流也降到IVCCQULM=150uA水平。这会使能Bangbang控制模式,将VCC引脚电压一直高于VVCCOFF=7.2V,这会让芯片保持激活状态。只有当VCC电压跌到VVCCOFF阈值以下时才会发生锁死模式复位。

9 锁死模式工作状态

4.1.5.2  在自动重启状态中工作情形

一旦进入到自动重启模式(章节4.3.1),芯片关断GD0的驱动开关,VCC消耗的电流降至IVCCquAR=60uA,内部待机的500mS计时器周期性的激活导通高压启动单元,这样用于给VCC电容充电。一旦VCC引脚电压超过关断阈值电压VVCCBBoff=20.5V,高压启动单元关断。这即是在自动重启间隙时刻的bangbang控制,用于VCC的电源管理,通过这种方式,VCC始终高于VCC brown-in阈值电压,这样可以有利于系统到来的第二次重启,这是在重启间隙后tAR=3s初始化。然后再经过额外的一个时间△t=ε后,门极驱动被激活,进入软启动时序。这里的时间△t=ε是取决于VCC电容充电时间(这是由VCC电容容值以及HV引脚的电压决定)。

10 自动重启工作模式

4.2     控制特色

XDPS210X为峰值电流控制方式,表2列出来了其所有的控制性能特点。图11同样给出了芯片控制特性的代表框图。

11 PWM控制特性框图

2 芯片控制特性

辅助绕组ZCD过零检测,以及反射电压检测

4.2.1

HV高压启动单元母线电压检测

4.2.2

传播延时补偿(PDC)

4.2.3

软启动

4.2.4

CS引脚前沿消隐功能

4.2.5

CS引脚第二级过流保护消隐功能

4.2.6

GD0/GD1门极驱动

4.2.7

多模操作

4.2.8

静态突发工作模式(QBM)

4.2.9

强迫频率谐振模式

4.2.12

带斜率补偿的CCM模式

4.2.13

UART功能

4.2.14

4.2.1      基于输出电压的反射电压检测以及Vcs偏置电压计算

芯片通过ZCD引脚和额外的电阻分压网络来实现对反射电压的测量。辅助绕组上的电压信号VAux包含了二次侧反激输出电压Vout的信息。

12所示为ZCD引脚相关电路。图13即为典型的漏极波和以及辅助绕组上的电压波形VAux。检测出来的电压是用于作为过压保护功能OVP。接下来的章节依次介绍如下内容。

l  通过ZCD引脚进行输出电压检测(章节4.2.1.1

l  ZCD引脚上带有Vo信号的Vcs偏置(章节4.2.1.3

12  ZCD检测功能

13 DCM模式下,励磁电流波形,以及漏极电压波级,辅助绕组电压波形

4.2.1.1  ZCD引脚输出电压检测

在反激输出二极管续流阶段对输出电压进行检测。续流阶段开始于门极驱动关断的时刻,而当副边侧退磁电流变成零时结束。在续流阶段,ICVCC电容,输出级的电容,以及ZVS辅助绕组的电容提供电压,这会产生一个强迫频率谐振周期。只要VCC电容充电,辅助绕组电压即为副边侧电压的函数。

14为副边侧输出电压采样原理图和等效网络。

14 副边侧电压采样

在续流阶段,没有钳位电流,ZCD引脚的电压为:

RZCDVZCDSEC(Vsec)的内部阻抗,等效并联电阻为RZCDHRZCDL。图15即为相对应的波形。当原边侧的驱动关断后,辅助绕组的电压从负压转向为正电压。经过一段时间的振荡后,正电压即为输出电压加上副边侧二次管导通压降。在续流阶段,副边二极管工作于线性区域直到退磁电流变得非常小。这个线性关系可以描述为一个电阻RDSonsec,这样会导致产生一个下降斜坡,RDSonSen*iLSec(t)。副边侧电流iLSec(t)以另一个斜率下降,此斜率与输出电压和变压器副边电感量相关。因此这样得到的辅助绕组电压基本上为常数直到副边电流变为零。辅助绕组上的反射电压在振铃的末端时采样(如章节4.2.1.2)。测量得到的VZCDSEC电压包含了输出电压以一个叠加的偏置电压△VZCDOFFSET,它取决于副边侧整流方式的选择以及对应的器件考量。

为了准确测量出输出反射电压,系统必须提供一个续流阶段,它仅在振铃抑制时间tZCDRS后结束。

进一步来说,如下影响因素能够影响到输出电压的采样:

l  VCCZCS电容的充电

l  在续流阶段,副边二极管或是副边开关的压降

VCCZCS电容必须在tZCDRS结束前被充电,由于不同副边整流方式的选择,叠加的电压偏置△VZCDOFFSET,在采样时刻需要考虑到ZCD分压电阻或是内部过电压阈值设定VZCDOVP(章节4.3.12)。

15 输出电压采样信号

4.2.1.2  振铃抑制时间

由于原边驱动关断时的振铃,这可能会在ZCD上产生误差的信号,所以芯片引入了一个振铃抑制时间,TZCDRS=1.9uS,在这个过程中,所有的过零均忽略。

4.2.1.3  基于ZCD引脚的电压计算Vcs偏置电压

为了限制在不同输出电压下的输出电流,在峰值电流信号中插入了一个线性放大的VCS偏置电压。这个偏置电压需要从频率控制曲线中对应的电流信号中减去掉。

偏置电压是一个基于正的ZCD绕组电压的反向输出电压,如图16所示,当VZCDVzcd_zero_point时,VCS偏置电压为0。当VZCD电压处于最小值时,VCS偏置是最大值。VCS偏置电压水平是取决于KVCS_offset的斜率和VZCD的起始位置。公式如下:

上式上所有的数字均是十进制数值。

ZCD引脚处,检测电压需要先减去1.2V的偏置,然后送入一个ADC通道中进而得到检测电压。同样由于ADC输入电压范围为1.2-2.8V之间,所以超过此范围内的ZCD电压均被IC屏蔽掉,同时ADC转换器将在最小(0)和最大值(255)处饱和。

如下是设定参数的例子,

Vzcd_zero_point为没有补偿后的电压,在这里我们选择数字量VZCD=2.13VVzcd_zero_point_dig=(2.13-1.2)*1.5/2.4*255=148Kvcsoffset=15803,对于VZCD=1.2V,数字量则为Vzcd_dig=(1.2-1.2)*1.5/2.4*256=0,所以Vcsoffset_dig=15803*(0-148)/65536=36,对应的模拟值为36/255*0.6=84.7mV

如果系统参数,类似于变压器匝比,ZCD分压网络是已知道的话,对应的输出电压即可以计算出精致,假设Naux=7Nsec=2RZCDH=51KRZCDL=3.16K。则有:

所以对于VZCD=2.13VVo即为 2.13*2/7*(51+3.16)/3.16=10.43V(假设变压器耦合系数为1)。

对于VZCD=1.2V, Vo即为1.2*2/7*(51+3.16)/3.16=5.87V

这意味着当输出电压高于10.43V时,不存在VCS偏置补偿,而低于5.87V时,补偿被钳位在84.7mV

16 Vcs_offset计算

4.2.2      Vbulk母线电压检测(基于HV启动单元)

VBULK母线电压是通过HV引脚连接在母线电容节点来进行测量,而IHV电流通过IC采样并处理用于实现如下功能。

l  Brown-in保护(章节4.3.4

l  Brown-out保护(章节4.3.5

l  传播延时补偿(章节4.2.3

所有以上功能中,IHV代表着母线电压。

4.2.3      传播延迟补偿(PDC

由于门极驱动关断延时tPD的存在,通过OCP1比较器设定的VCSOCP1大小不会直接控制峰值电流ILPK

如果没有传播延时的话,峰值电流即为ILPK=VCSOCP1/RCS,但是由于延时的存在,OCP1大小变为:

传播延时过冲为:

17即为相关的波形。

17 传播延时以及传播延时补偿

在左侧,母线电容为低,电感电流斜率以及CS电压均为低。当CS电压达到OCP1时,门极驱动关断,电感电流在tPD后达到峰值。关断tPD时间实际上包括了tcsCS引脚上的滤波器延时。由于斜率小,电感电流在传播延时时的过冲也小。

17右侧的波形即为较高母线电压时的波形,它和低电压时类似。在高电压时,OCP1比较器的限值相对于左侧来说要小(达到同一电感电流峰值时)。虽然传播延时时间是一样,但是斜率和过冲却要大。

XDPS210X控制器是通过测试HV电流IHV来反映母线电容VbulkOCP1比较器限值是调节成为与测量到的母线电压正相关,所以由传播延时真正的峰值电流是得以补偿。HV引脚需要连接到VBULK上面。

结果就是,CS峰值参数VCSX是在章节6.5的电气参数中定义,同时定义了高低电压下的参数值VCSxHLVCSxLL

在低电压下: LL

在高电压下:HL

这二个例子确定了传播延时补偿极限参数,而在上下极限中,系统是工作线性状态,所以对于任意情况下的IHV,对应的OCP1为:

4.2.4      软启动

在芯片初始化启动以及自动重启时,是从软启动开始。软启动斜率为以tbase1=52.14uS为时间间隔,步长为△VCSS=2.5mV。而峰值电流启动水平是由参数VCSSS决定。

VCS电压爬升到最大VCSMAX值时,软启动结束。

总的软启动时装是tssmax是基于如下公式:

对应的爬升的峰值电流限值是由内部数字值,这些数字值不依赖于峰值电流限制过程中的传播延迟。

18 软启动时序

一旦MFIO引脚电压低于2.42V时,内部软启动结束。然后CS限值是通过MFIO引脚的反馈信号来决定。(章节4.2.8.1)。

4.2.5      CS引脚处的前沿消隐(LEB)

芯片集成了一个tcsLEB=269nS的数字前沿消隐滤波器,这可以CS上的防止信号干扰,这干扰为MOSFET开通时的尖峰(如图19所示)。LEB只应用于OCP1比较器,用于逐周期峰值电流限值。LEB同样需要确保一个单调的峰值电流控制,而不受前沿尖峰之后的振铃影响。

19 前沿消隐

4.2.6      CS引脚处毛刺消隐,作为二级OCP(OCP2)

CS引脚上集成了另一个比较器OCP2(参见图3),用于检测危险电流大小(见第5章),如一个或多个变压器绕组短路或次级二极管短路时的电流。此第二级过电流保护阈值为VCSOCP2=0.8 V,为避免意外误触发,在OCP2比较器的输出路径中加入了一个峰值消隐时间tcsocp2BL=616.2 ns(见第5章)。

4.2.7      GD0 GD1驱动输出

门棚驱动器GD0GD1属于同一类型。GD0用于控制反激变换器的主MOSFETGD1用于控制FFR模式(见第4.2.8章),它是通过驱动一个专用的MOSFET,它连接到反激变压器上的ZVS绕组。

门极驱动输出级包含有一个可调节的电流源(它连接到VCC引脚),和一个连接到的MOSFET,如图2021所示。GDX处的峰值灌电流能力为IGDXHPKSRC=-118mA。此MOSFET为反激主功率MOSFET提供了一个放电通路,其拉电流能力为RGDXLSNK<6.5Ohm

受控的电流源,和外部功率MOSFETCGS以及CGD一起决定了MOSFET开通的斜率。门极驱动状态控制可以确保驱动输出钳位在VGDXH=10.5V

因此外部栅极电阻RGDx只用于调节峰值吸收电流和相应的栅极电压关断阶段的斜率。在这种情况下,开启主要由受控的有限的电流源所控制,而外栅电阻大小主要限制了峰值抽电流大小IGDxHPKSRC。在确定栅极电阻RGDx时,也需要在RGDx之后考虑一个最小的负载电容(见章节9.1),这是由外部功率MOSFET的栅源电容CGS大小。这确保在开启阶段结束时,得到一个平滑稳定的设定电压VGDxH

20 GD0驱动输出结构

21 GD1驱动输出结构

22 驱动输出

4.2.8      多模工作模式

通过MFIO引脚处的反馈电压,芯片可以工作于三种不同的模式。如表3所示。

可配置的多模工作方式取决于电感设计、开关频率、负载条件和母线电压VBULK。它的特点是通过如图23所示的频率策略和峰值电流相关的曲线来表征。峰值电流极限值VCSPKy轴)和频率限制是根据输入信号在MFIO引脚设定的。章节4.23所示,显示了低/高母线下的二种情况下的峰值电流限值VCSPK。其中考虑了传播延迟补偿(PDC)。进入静态突发模式(QBM)的边界由设置点D决定。实际峰值电流和实际开关频率范围如下:

l  DCM1,DCM2,DCM3工作模式时,峰值电流和开关频率是直接通过曲线A-B-C-D给定。

l  DCMx时,强迫频率频率谐振(FFR)使能。

l  DCM1中,峰值电流随着VMFIO电压变化而变化,但工作频率固定。

l  DCM2中,峰值电流固定,而频率随着VMFIO电压变化而变化。

l  DCM3中,峰值电流随着VMFIO电压变化而变化,而频率在CCM之前一直固定。CCM启动的周期是与VBULK有关。DCM3模式下的频率是可以配置的,最高频率为139.4kHz

l  多模控制芯片选择工作模式(QBMDCM1DCM2DCM3下为FFRZVS或是CCM模式)。

DCM3中,当母线电压超过一个较低的Vbulk电压和剩余关断时间不足够让反激变压器完全退磁的话,会产生CCM开关周期。在此模式下(DCM3阶段),在开关周期结束前将不检测过零点。虽然没有ZVS影响,但仍然会产生零电压开关信号,这主要是因为变压器原边绕组将被钳位到反射电压。

23演示由对应设定点A/B/C/D决定的各种工作模式。XDP210X定义的频率控制律在章节4.2.8.1中解释。设定点A/B可以从最低工作频率(突发频率)如30kHz到最大工作频率139.4kHz。设定点B/C同样是可以配置的,如VmfioCVmfioBVcxC 同样也是可配置的,所以从中等负载到轻载的效率可以通过不同的频率和峰值电流来实现优化。

有一个特定的情况用于限制最大频率,即:当母线电压高于Vbulk_high=200V,ZCD引脚电压低于Vzcd_low=1.30V。频率会钳位在fclamp,这个频率也是可以基于系统进行配置设定,默认为90kHz。当母线电压小于200V时,ZCD引脚电压高于1.47V时,频率钳位被释放。通过降低频率,系统工作于DCM,高压输入时开关损耗减小了,因此系统效率得到提高。

23 基于MFIO引脚的反馈电压信号,系统的频率和峰值电流可以配置

4.2.8.1  XDPS210X频率控制设定

XDPS210X的频率设置是由表4所示的极限设置点ABCD来确定的。

4.2.9      频率抖动(抖频)

为了提高EMI性能,XDPX210X在重载时(此时工作于最大工作频率)开启抖频功能。抖频能改善EMI的性能。

随时间变化,频率的幅值和频率周期会如图2425所示那样抖动。默认的抖动幅值为最大频率fSWmax+/-3.125%,而抖频周期为3.2mS

24 频率抖动范围

25 抖动幅值和周期

4.2.10  静态突发工作模式

在轻时为了优化系统效率会进入静态突发模式QBMQBM包含三个主要阶段:

l  突发模式进入,章节4.2.10.1

l  突发工作,章节4.2.10.2

l  突发模式退出,章节4.2.11

在每一个阶段,都有一组特定的参数。如表6所示。

基于图27的框图,和4.2.10.1中的信号描述,接下来的章节对突发模式控制进行了解释。

27 突发模式控制框图

28 静态突发模式信号

4.2.10.1  突发模式进入

27即为典型的进入静态突发工作模式时的信号流图。在设定点D,频率控制律限制了最小的传输功率。随着负载减小,MFIO引脚的电压会抽取电流。一旦MFIO引脚的电压跌到突发模式进入的阈值VMFIOBMEN以下时,即进入QBM模式,IC会初始化一个突发模式关断时阶段,此时的芯片消耗的电流降到IVCCquBM2大小。然后,MFIO引脚的电压会通过二点式调节器来控制输出电压。

因为MFIO电压决定 了频率和电流指令的值,如功率。所以不同输出电压下的效率也不是同的。基于突发进入模式,芯片集成了一个查找表,这样可以覆盖很小的突发进入/退出滞环范围。输出电压可以通过ZCD电压信号来反映,不同的VMFIO电压是用来决定何时进入突发模式(即多大功率下进入)。输出电压越小,进入突发时的功率越大,如:大的Vmfio

4.2.10.2  突发模式状态

在突发工工作模式下,一个二点调节器是被激活,这是通过比较器C5C6来实现的,取决于MFIO引脚的反馈信号电压,VMFIOBMWKVMFIOBMPA用于设定突发开通和关断的时刻。在这个阶段,误差信号是用于二点调节控制,而它是与输出电压的交流纹波信号形状相关。唤醒阈值VMFIOBMWK是用于决定输出电压负向峰值纹波点,而停止阈值VMFIOBMPA用于决定输出电压正向纹波点。一旦MFIO引脚电压超过VMFIOBMWK,它会检测唤醒时间(tQuiet_burst=1250uS),在之前IC不会唤醒。这样的目的是即是避免突发周期中出现干扰。一旦当IC唤醒后,它会经过Tmfiobmwk=26.2uS,直到突发序列的第一个驱动极脉冲开始。在突发开通阶段的开关次数是预先定义好的且不随着MFIO引脚的变化而变化。所有的突发序列的是具有相同的开关频率fSWBSPx,但是步进的电压改变VCSBSPx如表6所示。所有接下来的发序列脉冲和第一个脉冲VCSBSP4一样是具有相同的峰值VCSVCS它和固定的频率Fswbsp4一起,决定了在QBM下最大可传输的功率。如果输出负载超过突发工作模式下的功率限值,MFIO引脚的电压会增加,当它超过突发模式退出的电压 VMFIOBMEX时,控制芯片会退出突发模式(章节4.2.11)。

4.2.11 突发模式退出

当负载增加到退出突发模式时的功率大小时,一个快速的突发模式退出机制引入这样可以限制输出电压的下跌。负载的激增会导致MIFO引脚的斜率上升,一旦VMIFO超过阈值VMFIOBMEX,芯片会立即退出突发模式。

一旦突发模式退出后,二点调节器不再工作,接下来的脉冲是由固定的峰值电流设定VCSBMEX决定。以后的脉冲驱动变为由频率控律来决定,同时VMFIO一起控制开关周期。

4.2.12 强迫频率谐振模式(FRR)

XDPS210X提供了一种特殊的强迫频率谐振(FFR)模式,这样在DCM下,可以显著降低运行过程中的开关损耗。此外,系统EMI频谱>10Mhz和特定的辐射电磁干扰可以大大降低,这样可以使用高速的超级结MOSFET。其具体实现是:在反激变压器退磁阶段结束后自生振荡周期中,只在可控最低漏极电压时开通主功率MOSFET。这种自激振荡周期是由一个额外的栅极驱动脉冲产生的,该脉冲在自定时间内向反激变压器引入定义好的负向磁化电流。此负磁化电流大小是可以配置的(见第5章)。

与准谐振模式QR相比,QR模式主要关注于变压器退磁后的谷底,进而对主MOSFET进行开通,而FRR则是对于整个开关频率以及漏极电压下降大小进行控制,来导通主MOSFET。这样可以在低线电压时设计为高频工作,而在高线电压时不需要对效率和EMI进行太多的优化。当负载减少时,频率返走会降到最低工作频率,这样可以避免工作于硬开关状态(章节4.2.8.1)。

28展示了在FFR工作模式下的相关波形,第二个驱动器GD1用于驱动Q1来产生自调节的零电压开关周期。HV引脚提供VBULK母线电容检测用于调整ZVS脉冲的时间。

28 进入FFR模式下的所用信号

ZCD引脚提供了过零检测,以便产生ZVS脉冲。如果系统是设计于CCM(见第4.2.13章),如果没有检测到过零点,则在下一个开关周期ZVS脉冲将会被抑制。

29显示了FFR模式的信号波形和相关的时序。FFR模式的实现是通过GD1驱动引入一个ZVS脉冲,其时间为t1-t2时刻,以及接紧接下来的死区时间tZVDdead(这是从t2-t3时刻直到门极驱动GD0开通主MOSFET)。死区时间tZVSdead应该这样设计,GD0的导通时刻要出现在MOSFET漏极振荡平台的最低电压,这时候变压器磁化电流接近为零。通过直接控制GD0的开关周期Tswperiod得以实现强制频率工作。当过零检测到后,经过一定的延时时间tZVSdelayGD1会提前导通。

29  FFR模式下的对应关键点的波形

ZVS脉冲的长度和零电压电容的充电电压决定了引入的负向变压器磁化电流大小。较大的负向磁化电流会导致较低的漏极电压摆幅,还可以进一步优化主功率MOSFET的开关损耗和EMI。不过,由于这伴随着增加的ZVS脉冲产生的功率损耗,必须在最大限度地提高效率和降低电磁干扰中取得平衡。取决于所选的主功率MOSFET,可以选择不同的漏极电压来开通主功率MOSFET。这和功率MOSFET的输出电容特性强相关,当在低漏极电压时非线性程度增加。所需要的负向磁化电流大小与与MOSFET的输出电容、变压器的寄生耦合电容正相关。因此,ZVS脉冲的产生很大程度取决于系统的设计,默认的参数是用于一个40W的适配器。

所需的ZVS脉冲长度Tgd1on取决于VBulk母线电容。随着VBulk的增加,GD1的导通时间Tgd1也需要增加以确保在整个VAC输入范围内是在最低漏极电压时开通主功率MOSFET。而ZVS死区时间是固定在tZVSdead=300ns(见第5.2章)。

Tgd1onVBulk之间的默认配置关系,是通过以下方程确定:

BULK_VOLTAGE(V)参数是通过测试HV引脚的电流IHV(利用外部电阻RHV=100K)来计算得到。图30即为ZVS脉冲宽度Tgd1onVBULK母线电容的默认配置关系,其默认的系数Kzvsonfacotr=8000

30 Vbulk母线电压与ZVS脉冲时间长度的关系

4.2.13 带斜率补偿的CCM

CCM模式下,如果占空比超过50%,需要加入斜坡补偿以防止次谐波振荡。除了软启动阶段外,正常工作模式下斜坡补偿是一直有效的。斜坡补偿是一个人为加入的峰值电流斜坡,如下公式所示:

而启动值VCSthreshStart是由控制器通过频率规律确定的峰值电流设置的(参见图23,斜率mSC以及斜坡启动时间tSC也是可配置的参数(参见第5章)。

另外,在关闭外功率MOSFET时,也存在传播延迟tPD,从而导致更高的峰值电流。在CCM操作中,传播延迟补偿(见4.2.3章)也在工作。图31显示了两者的影响,斜率补偿和传播延迟补偿。被补偿最大值峰值电流钳位VCSpeak支持峰值电流限制,这与母线电压范围无关。

31 斜率补偿以及传播延时补偿

所需要的人为设定的负斜率 -mSC是由系统参数决定。目标斜率必须满足如下条件:

由频率控制律可以确定,人为增加的负斜率的开启时间tSC为开关周期的43.75%处。

4.2.14 GPIO引脚的UART功能

GPIO引脚为串口通信提供了数字IO接口。配置已定义的参数以及HW设置见第5.2章。通常在GPIO引脚处UART功能是使能的,直到VCC变为brown-in。在VCC Brown-in之后,UART功能被禁用。

另一方面,在VCC brown-in之前,通过发送相应的软件指令,可以在正常工作期间启用UART功能。在正常情况下,是能实现配置支持在线升级,并更改参数。

4.3     保护功能

7为芯片的保护功能及其对故障的反应。两种保护模式(自动重启)模式和锁死模式)以及实现HW复位(VCC欠压锁定复位)

注意:所有保护功能只适用于正常工作时。在休眠阶段(突发或保护中)无论是引脚电压的测量还是温度传感器的测量,都不是有效的。

4.3.1      自动重启模式(ARM)

一旦进入了自动重启模式,IC将停止GD0引脚上驱动动作,并进入待机模式,其中这会减少电流消耗到IVCCquAR=160μA。在自动重启关机时间tAR=3S后,VCC电容充电并达到VCC导通阈值,控制IC将以软启动方式继续恢复其操作。在自动重启关断阶段,高压启动单元工作在bang-bang模式(见第4.1.5.2章),这样以保持VCC电压在一个较高电平有足够的电能储存在VCC电容上,以用于系统启动使用。

4.3.2      锁死模式(LM)

当进入锁死模式时,GD0引脚上的门驱动停止动作,控制IC进入待机模式,此时芯片电流消耗减少到150μA。在锁死模式下,高压启动单元工作于Bang-bang模式,这样可以保持IC工作,并保持在锁死模式。这里的VVCC电压,与自动重启模式下的bang-bang模式相比要宽很多(见第4.1.5.1章)。

4.3.3      VCC欠压关闭(VCCOFF)

取决于VCC供电电的大小,VCC欠压锁定(UVLO)功能定义了激活和禁用芯片工作,UVLO包括了一个滞环电压,其阈值VVCCON=20.5V用于激活芯片。而为了禁用芯片,定义了二个阈值,分别为:

l  VVCCOFF=7.2V(在正常工作模式/自动启动的间隙时间)

l  VVCCoffBO=9.7V(当Brown-out检测到后)

较高的VCCoffBO阈值导致提前让IC无效,并更早时刻给VCC电容充电,这对于新的系统启动更快(早)。

VCC开通和关断均包含有一个尖峰消隐时间tVCContVCCoff

4.3.4      Brown-In 保护(BIP)

在启动或自动重启时阶段,芯片必须满足高压引脚和VCC引脚处的brown-in条件才能启动软启动过程。控制器通过内部分流电阻RM来测量高压引脚处的电流IHV(见图3)。如果当前的IHV超过了阈值IHVBI =1.15mA,输入brown-in将满足条件。如果VCC电压为在阈值VVCCBI=15V时,则VCCbrown-in条件将满足。在browin-in检测过程中没有任何消隐时间。如果上述二个brown-in条件其中之一没有满足的话,芯片将保持激活待机状态,但是不会有驱动信号输出。然后,VCC引脚处的电压下降。一旦它跌落到阈值VVCCoff = 7.2 V以下时,芯片将停止工作,并且调动启动单元自动打开以向VCC电容充电。

4.3.5      Brown-Out 保护(BOP)

Brown-Out保护功能可以防止芯片在极低的输入电压下工作,这时往往会导致功率器件中流过很高的有效值电流。Brown-Out是通过HV引脚进行检测。在这里Vbulk母线电压提供了一个欠电压检测来帮助实现brown-out保护。对应欠电压下HV引脚检测到的电流IHVIHVBO=0.443mA。如果母线欠电压检测到的话(当然会有一定的消隐时间),会进入brown-out保护。消隐时间分别为tHVBO=1.09mS(正常工作时),Thvboss=5.27(软启动阶段)。一旦进入brown-out保护,芯片停止开关动作,但是仍然处于有效待机状态,VCC关断阈值增加到VCCoffBO=9.6V。一旦VCC跌到VCCoffBO以下,HV高压启动单元导通并向VCC电容充电(章节4.1.3)。

4.3.6      第一级过流保护(OCP1)

第一级过流保护OCP1是通过OCP1比较器的逐周期峰值电流控制来实现的。由于MOSFET关断时的前沿尖峰,芯片引入了一个前沿消隐功能。最大峰值限值VCS是通过传播延时得到补偿,这样输入电压与电流限值无关。最高峰值设定VCS大小为VCSMAXLL(max)=627mV,它出现在最低输入线电压下,用于定义反激变换器的最大饱和电流。

4.3.7      第二级过流保护(OCP2)

第二级过电流保护(OCP2)在诸如短路等关键故障情况下保护反激变换器,如变压器绕组或短路次级整流二极管。在这种情况下,逐周期过电流保护电平OCP1不能适当地限制电感电流,因为电流斜坡的陡斜率和峰值电流控制中的传播延迟。有了过电流保护OCP2,一旦达到门限VCSOCP2=0.8 V且在正常工作期间超出Tcsocp2BL = 616.2 ns或在启动过程中超出1.001μsIC进入自动重启模式(见第4.3.1章),这样就避免了反激变换器的过热。

4.3.8      CS引脚高电压检测功能(CSHigh)

CS引脚也可用于高输入信号的组合方式,如外部过温,该输入信号具有带参考电压的温度检测电路,以触发自动重启模式(见4.3.1章)。自动恢复通过将CS管脚上拉10ms而触发。CShigh的触发门限为0.5V~0.8V。在变压器短绕组情况下,VCS电压快速高于VCSOCP2;芯片将关断驱动,经历OCP2消隐时间Tcsocp2BL进入自动重启模式。

4.3.9      CS引脚短路保护功能(CSSCP)

CS引脚短路(CSSCP)保护用于避免系统在CS引脚短路时输出过多的功率,以及引起器件过热和损坏。一旦检测到CS引脚短路,IC就进入自动重启模式。有2个软启动阶段和正常运行阶段的不同设置。在软启动阶段,如果主功率MOSFET导通时间3次超过1.5μs,它将进入自动重启模式(见第4.3.1章)。正常运行时阶段,如果主MOSFET的导通时间超过预期的最大时间的1.5倍(这与母线电容电压有关)3次的话,它也会进入自动重启模式(见第4.3.1章)。

4.3.10  MFIO引脚高电压(CSHigh)

有许多情况可以导致MFIO引脚变高,如反环开路,过载等。反馈开环保护是通过数字比较器C2来实现的。当MFIO引脚电压超过VMFIOH=2.41V时,计时器触发。如果计时器超过tMFIOH=31.3mS后,芯片进入自动重启模式。这主要用于开环保护和启动时的保护,因为在启动时,因为输出电压一直达不到设定值,所以MFIO引脚电压一直为高。

4.3.11  内置过温检测(intOTP)

IC内部集成了一个过温保护功能。一旦温度超过TJOTP=130度阈值时,且时间超过TJOTP=10.5mS时,即为侦测到过温保护,芯片会进行重启模式。如果芯片温度从TJOTP降低20度的话,即恢复正常工作。

4.3.12  原边侧过电压保护(VoutOVP)

芯片利用ZCD引脚,提供了原边侧输出过电压检测。在退磁时刻,通过ZCD引脚来采样得反射输出电压。在每一个开关周期,XDPS210X将检测到的输出电压VZCDVO和输出过电压阈值VZCDOVP=2.75V进行比较。

比较时刻是基于:

同一个开关周期的退磁阶段

前一个开关周期的退磁阶段

为了避免误动作,加入了一个消隐滤波器,此滤波器包括了一个对称计数器。每比较一次,当VZCDVO<VZCDOVP时,计数器减少1。当VZCDVO>VZCDOVP时,计数器加1。如果计数器增加到VZCDOVP+1时,进入自动重启模式。保护模式是一个可配置的参数。通过.dp Vision可以改变成为锁死保护模式。

4.3.13  过功率保护/过载保护

芯片通过集成了最大峰值电流限制和过载计时器来提供过载保护。一旦OLP检测后到,芯片即进入到自动启动模式(章节4.3.1)。

XDPS210X采用电流模式控制,所以OCP1查找表是基于不同的输入电流和工作模式考虑到传播延时来设计,如 CCM以及DCM来处理最大浪涌功率。一旦OCP1 查找表值是达到的话,OLP计时器会开始计数。OCP1保护时,如果OCP1 LUT值没有达到时,计数器开始减法计数。最后如果保护计时器达到预设的时间后,芯片进入自动重启保护。

通过设定不同的OLP计时器值,芯片可以区分开环保护。如在上电时刻,Vmfio在电压上升时总为高,通过不同的计时器,它可以分别控制开环和过载保护。

5.    固件烧录配置

本章节内容包含了参数的配置,这其中包括哪些参数可以通过GPIO口用UART接口工具来进行配置,以及可配置参数的具体意义。这里给出了规格书中参数和固件中符号的对应关系。更进一步,给出了配置的固件参数和系统参数的修正公式。

本章节分类如下:

l  5.1章节为利用.dp Vision可配置的参数表

l  5.2章节为可配置参数和功能描述

所有的默认参数是基于固件版本V1.4

5.1     利用dpVision进行参数配置

英飞凌的图形编辑界面,可以通过.dp接口软件GEN2来实现串口调试,这需要一个隔离的USB接口来实现操作。通过GIPO/UART引脚,可以实现与芯片的通讯,这甚至不需要GUI工具。这样方便产线大规模生产配置使用。

对于项目研发,图形化的编辑界面可以帮助设计者方便地配置参数。关于此内容,可以参见英飞凌的.dp vision用户指南。

5.2     可配置的参数和功能概览

系统一共有二类参数,一类是可配置的,一类是固定的。可以配置的参数允许更改。另一方面,固定的参数是不推荐做变更的。所列出的参数是默认值,并且在33W的高密度适配器样机中得到了验证。这些参数值是典型值。具体的可以查看6.5章节的参数最大最小值容差等信息。

5.2.1      配置的参数和功能

如下表是默认参数值,当有必要时,可以对参数进行配置。

6.    电气特性

所有信号测试均是对地。只有没有超过其他额定条件的时候,这些电压电平才是有效的。

注意:这些限值可能会随着测试结果变化而变化。

6.1     定义

32即为规格书中电压电流的定义。

32规格书中各参数电压电流的定义

最大绝对额定值是不允许超过的。

如果此参数标记会最大绝对额定值,那么在正常工作状态时此值是可以超出的,但是对应的功能无法保证。

6.2     绝对最大值

列出的参数值应力大小可能会永久损坏器件。暴露在最大绝对值下一定的时间下可能会影响器件的可靠性。最大额定值是绝对最大值,任何一个参数超出均会对器件导致不可逆转的损伤。

6.3     封装特性

6.4     工作范围

12列出了器件的工作范围,图6.5为详细的电气参数特性。

6.5     特性

表中列出的参数,是在指定的供电电压,和结温范围下才有意义。典型参数值为结温25度下的值。若无特别说明,假设供电电压为VCC=14V,所有电平均是相对于GND引脚。

这里主要包括以下特性参数:

l  VCC引脚供电(表13

l  HV引脚(表14

l  ZCD引脚 (表15

l  MFIO 引脚(表16

l  GPIO引脚(表17

l  CS引脚 (表18

l  GDx引脚 (19)

l  IC控制特性(表20

l  IC保护特性 (表21

   

    

   

 

7.    封装信息

 

7.1     器件外形尺寸

33 PG-DSO-12-20器件封装

7.2     PCB引脚及包装

 

34 PCB引脚图

35 包装情况

8.    丝印标识

36 XDPS210X的丝印标识

9.    附录

本附录给出有关于电气特性和具体试验条件的补充资料。

9.1     GP0/GP1引脚处的需求最小容性负载

GD0/GD1包含了一个受控的电流源,电流源会向外部电容充电直到达到VGDXH=10.5V。内部的控制环路需要在GDX引脚有一个最小的负载电容,这样可以避免VGDX上的开通振铃。

最小负载电容取决于GDX引脚处的串联电阻大小,它限制了驱动输出为低时的抽电流大小。

进一步,需求的负载是与可配置的灌电流相关。图37是基于灌电流的典型值-IGDXHPKSRC=118mA,小的电流值对容性负载的要求也小。

35 与串联的门极电阻相关的管脚最小电容负载

10. 参考资料

1.       https://www.infineon.com/cms/en/product/evaluation-boards/demo-idp2303a-100w/#

2.       Infineon technologies: IDP2303 Digital Multi-Mode PFC + LLC combo controller, Datasheet Rev. V1.0, 2016-11-21

3.       Infineon technologies: IDP2303A Digital Multi-Mode PFC + LLC combo controller, Datasheet Rev. V1.0, 2016-11-21

4.       Infineon Technologies: CrCM Boost PFC Converter Design, Design Note, DN 2013-10 V1.0 January 2013.

5.       Infineon Technologies: Primary Side MOSFET Selection for LLC Topology, Application note, V1.0, June 2014.

6.       S.De Simone: ‘Design-oriented steady state analysis of LLC resonant converters based on FHA’, SPEEDAM 2006.

7.       Infineon-IDP2303A-19V-100W-电视机适配器DEMO-中文规格书-万正芯源-V1 20181015

8.       Infineon-IDP2303A-中文规格书-万正芯源-V1 20181015

11. 版本历史

V01 Eric Wen 20190109

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